ZigBee同頻攻擊檢測(cè)抑制模型研究

郁 濱 周偉偉

1 引言

ZigBee無線信道的開放性使得攻擊者可以釋放大量同頻干擾信號(hào)對(duì) ZigBee網(wǎng)絡(luò)攻擊破壞。MAC層網(wǎng)絡(luò)幀傳輸采用傳統(tǒng)的載波監(jiān)聽多路訪問/沖突避免（CSMA/CA）[13]-和直接序列擴(kuò)頻（DSSS）機(jī)制[4]，兩者分別可以解決多節(jié)點(diǎn)的信道復(fù)用和寬頻帶傳輸問題。但是，CSMA/CA信道虛假檢測(cè)和DSSS無法檢測(cè)抑制同頻攻擊等缺陷使得節(jié)點(diǎn)數(shù)據(jù)阻塞或出現(xiàn)信號(hào)失真。目前，針對(duì)同頻攻擊的抑制技術(shù)主要分為時(shí)域同頻攻擊抑制和變換域同頻攻擊抑制。

時(shí)域同頻抑制技術(shù)主要有3種[58]-：第1種是對(duì)網(wǎng)絡(luò)中數(shù)據(jù)的流量控制，如針對(duì) WLAN網(wǎng)利用AP站點(diǎn)同頻寬帶高增益信號(hào)對(duì) ZigBee的干擾問題，Hong等人[5]提出了一種基于集中流量控制理論的ZigBee抗同頻干擾算法，該算法通過在兩者之間建立共享服務(wù)器控制數(shù)據(jù)收發(fā)的流量，最大限度地避免數(shù)據(jù)沖突和干擾，保證在低誤碼率條件下數(shù)據(jù)吞吐量達(dá)到最優(yōu)，但由于集中流量控制是在已知干擾可控情況下對(duì)網(wǎng)絡(luò)實(shí)施的強(qiáng)制管控，該方法并不適用于存在惡意攻擊的未知網(wǎng)絡(luò)環(huán)境。第2種是對(duì)接收信號(hào)當(dāng)前樣本值進(jìn)行線性預(yù)測(cè)，然后從實(shí)際采樣的樣本值中減去預(yù)測(cè)樣本值[6,7]，該方案在擴(kuò)頻信號(hào)功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于同頻攻擊信號(hào)功率時(shí)有效，但當(dāng)擴(kuò)頻信號(hào)功率大于同頻攻擊信號(hào)時(shí)，其非高斯性會(huì)使自適應(yīng)濾波器的穩(wěn)定性和收斂速度明顯下降。第 3種是在擴(kuò)頻信號(hào)功率和同頻攻擊信號(hào)功率相當(dāng)時(shí)，從采樣觀測(cè)數(shù)據(jù)中消除對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)分量的估計(jì)，同時(shí)對(duì)當(dāng)前樣本值進(jìn)行預(yù)測(cè)[8]，但該方法并不適用于擴(kuò)頻信號(hào)功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于同頻信號(hào)功率的情況。

變換域同頻抑制主要包括基于子帶變換和濾波器組的抑制技術(shù)[9]。變換域可以將時(shí)域?yàn)V波中的卷積轉(zhuǎn)化為頻域的積分相乘，解決時(shí)域無法實(shí)現(xiàn)的理想帶通和帶阻濾波等問題[10]。文獻(xiàn)[11]提出了變換域中的抗同頻攻擊基本理論架構(gòu)，為抗同頻攻擊機(jī)制的研究奠定了基礎(chǔ)，但并未給出如何在硬件和協(xié)議棧中實(shí)現(xiàn)抗同頻攻擊的具體方案。依據(jù)該抗同頻攻擊架構(gòu)，在變換域中引入加窗離散傅里葉變換（DFT）可以減小信號(hào)變換后的頻譜泄漏，但會(huì)使期望信號(hào)產(chǎn)生一定的失真[12]。針對(duì)期望信號(hào)的失真問題，利用延遲并行重疊加窗機(jī)制可以減小加窗對(duì)信噪比削弱的影響，但計(jì)算量成倍增加，影響系統(tǒng)的效能[13,14]?；谝陨献儞Q域信號(hào)處理機(jī)制，文獻(xiàn)[15]提出了ZigBee馬爾可夫鏈數(shù)值模型，定量分析了同頻攻擊對(duì)ZigBee通信的影響和頻域的變化規(guī)律，指出同頻攻擊與ZigBee信號(hào)在帶寬、變換域頻幅特性等方面的差異性，但并未解決同頻攻擊的檢測(cè)問題。

上述同頻抑制技術(shù)均建立在同頻攻擊存在的基礎(chǔ)上，缺乏根據(jù)網(wǎng)絡(luò)受干擾程度自適應(yīng)調(diào)整抗同頻攻擊的策略，增加了ZigBee通信的系統(tǒng)開銷并影響網(wǎng)絡(luò)通信性能。

本文結(jié)合CSMA/CA, DSSS擴(kuò)頻機(jī)制及同頻攻擊與ZigBee信號(hào)疊加后在頻幅上的變化規(guī)律，提出一種基于幅值特性的同頻攻擊檢測(cè)模型并設(shè)計(jì)了實(shí)現(xiàn)方案。最后，實(shí)驗(yàn)對(duì)比了在不同網(wǎng)絡(luò)環(huán)境下本文方案與其他同頻抑制方案的抗同頻攻擊性能。

2 MAC層抗干擾機(jī)制分析與改進(jìn)

在MAC層，DSSS擴(kuò)頻機(jī)制中數(shù)據(jù)接收的誤碼率受載波信號(hào)功率譜密度、干擾和噪聲信號(hào)功率譜密度的影響。ZigBee接收端的誤碼率與擴(kuò)頻比L及擴(kuò)頻功率SP成正相關(guān)，調(diào)節(jié)L和SP可以增強(qiáng)系統(tǒng)的抗同頻攻擊能力。與此同時(shí)，同頻攻擊信號(hào)使頻帶重疊并導(dǎo)致 CSMA/CA機(jī)制中數(shù)據(jù)沖突的概率增加，如何改進(jìn)CSMA/CA和信道切換機(jī)制成為抑制同頻攻擊的關(guān)鍵。

2.1 信道切換機(jī)制研究

由于 ZigBee未考慮同頻攻擊對(duì)數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊?，網(wǎng)絡(luò)中采用固定信道通信，當(dāng)信道受到強(qiáng)窄帶同頻攻擊時(shí)會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重干擾。改進(jìn)后的信道切換機(jī)制完成由同頻攻擊干擾轉(zhuǎn)換為鄰頻攻擊干擾，其原理如圖1所示。

圖1 ZigBee信道切換機(jī)制

信道切換機(jī)制無法抑制全頻帶的同頻攻擊，需要協(xié)議棧調(diào)用其他抑制措施。當(dāng)MAC層偵測(cè)到圖1所示的非全頻帶同頻攻擊時(shí)，調(diào)用信道切換機(jī)制在信道11與信道26之間跳變，跳變信道的中心頻率為 HZB= 2 405 + 5 （D1mod16）, HZB∈（ 2405,2480） ，其中 D1為硬件平臺(tái)生成的隨機(jī)數(shù)因子。切換后的信道頻帶與攻擊信號(hào)1～3重疊時(shí)，重新調(diào)用上述跳變機(jī)制直到切換至如圖虛線A, C所示的頻段，由于空閑頻帶B并未完全覆蓋信道20, 21，信道切換機(jī)制將不會(huì)切換至B頻段。

跳變節(jié)點(diǎn)信道切換成功后，等待與協(xié)調(diào)器建立連接，信道同步流程如圖2所示。

圖2 信道同步流程

當(dāng)跳變節(jié)點(diǎn)切換至信道1CH時(shí)，節(jié)點(diǎn)向協(xié)調(diào)器發(fā)送尋呼幀。協(xié)調(diào)器定時(shí)查詢是否收到跳變節(jié)點(diǎn)的尋呼幀，若收到尋呼幀則向跳變節(jié)點(diǎn)返回應(yīng)答幀，同時(shí)向全網(wǎng)發(fā)送同步信標(biāo)幀。若未收到尋呼幀，則在信道11與信道26之間遍歷，當(dāng)收到尋呼幀時(shí)，將攜帶當(dāng)前信道0CH跳變信息的信標(biāo)幀向全網(wǎng)廣播。其他節(jié)點(diǎn)通過遍歷信道同步信標(biāo)幀，完成信道切換。經(jīng)過固定周期0T對(duì)網(wǎng)絡(luò)狀態(tài)重新檢測(cè)，若受到同頻攻擊，則執(zhí)行信道跳變；若未受到同頻攻擊，則保持當(dāng)前信道。

2.2 CSMA/CA抗干擾性改進(jìn)

ZigBee節(jié)點(diǎn)執(zhí)行空閑信道掃描（CCA）時(shí)，由于同頻攻擊干擾和網(wǎng)絡(luò)其他節(jié)點(diǎn)的虛假檢測(cè)，各網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)同時(shí)向信道發(fā)送數(shù)據(jù)，導(dǎo)致節(jié)點(diǎn)間數(shù)據(jù)阻塞。設(shè)計(jì)可變退避周期并依據(jù)不同概率接入信道，信道檢測(cè)和數(shù)據(jù)發(fā)送流程如圖3所示。

BE為初始化退避指數(shù)，NB為退避次數(shù)，CW為發(fā)送窗，0L為信道能量指示表征的信道質(zhì)量。虛線框中為接入機(jī)制的改進(jìn)措施，改進(jìn)后的 CSMA/CA重新設(shè)置退避周期T并加入信道CCA檢測(cè)概率pAC，退避周期T為

圖3 CSMA/CA改進(jìn)算法的幀發(fā)送流程

如式（1）所示，將T與退避指數(shù)BE、上一次的退避次數(shù) N Bi-1和信道質(zhì)量 L0關(guān)聯(lián)，則退避周期相同的概率為 pT= pBE?pNBi-1。BE和 N Bi-1兩者都相同時(shí)才會(huì)導(dǎo)致發(fā)送的退避周期相同，節(jié)點(diǎn)可通過上一次的退避次數(shù)來自適應(yīng)地調(diào)整本次的退避時(shí)間。L0反映了信道當(dāng)前發(fā)送數(shù)據(jù)的成功率和受干擾程度，將 L0與T綁定可以提高數(shù)據(jù)發(fā)送的效率。

當(dāng)信道兩次 CCA檢測(cè)通過時(shí)會(huì)立即進(jìn)入幀發(fā)送模式。如果兩個(gè)節(jié)點(diǎn)在退避周期相同時(shí)仍會(huì)出現(xiàn)同時(shí)占用信道的情況，導(dǎo)致數(shù)據(jù)阻塞。因此，在兩次成功執(zhí)行CCA檢測(cè)后信道均空閑時(shí)，以概率函數(shù)pAC= H （ A d ⊕D） （0 ＜ pAC＜ 1 ）接入信道，其中H（?）為單向雜湊函數(shù)，Ad為ZigBee 64 bit硬件地址，D為CC2530的隨機(jī)數(shù)生成器生成的隨機(jī)數(shù)。在接入信道前的時(shí)隙中增加信道接入概率可以大大減少同時(shí)檢測(cè)到信道空閑所引起的數(shù)據(jù)幀干擾和沖突。

針對(duì)外部攻擊干擾，本文設(shè)計(jì)自適應(yīng)退避算法的CSMA/CA網(wǎng)絡(luò)同步機(jī)制如圖4所示。

圖4 自適應(yīng)退避算法的CSMA/CA網(wǎng)絡(luò)同步機(jī)制

由于ZigBee通信采用消息應(yīng)答機(jī)制，當(dāng)節(jié)點(diǎn)未收到響應(yīng)幀時(shí)，則發(fā)送數(shù)據(jù)幀阻塞。以周期 T1統(tǒng)計(jì)發(fā)送數(shù)據(jù)幀不可達(dá)的概率 pF（T1） ，并與信道中實(shí)時(shí)信道的能量檢測(cè)狀態(tài)RSSI相結(jié)合，得出信道在網(wǎng)外同頻攻擊下的受干擾程度 pI（T1）。當(dāng)CCA檢測(cè)確定信道空閑時(shí)，為保證幀接入概率 pA依據(jù)網(wǎng)絡(luò)受干擾程度進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整，設(shè)置 pA=pI?（1- pAC）。

ZigBee各網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)同步由協(xié)調(diào)器向全網(wǎng)廣播的信標(biāo)幀， CSMA/CA依據(jù)該信道接入概率實(shí)時(shí)調(diào)整，同時(shí)配合反映退避指數(shù)和退避次數(shù)的退避周期T，減小網(wǎng)內(nèi)和網(wǎng)外同頻攻擊導(dǎo)致數(shù)據(jù)幀阻塞的概率。

3 同頻攻擊檢測(cè)模型

同頻攻擊信號(hào)與 ZigBee信號(hào)在頻域的疊加破壞了原有信號(hào)幅值的高斯分布規(guī)律，使疊加后的信號(hào)頻譜超出了原有信號(hào)的最大幅值。通過分析DSSS擴(kuò)頻機(jī)制中的時(shí)頻域信號(hào)處理流程，同時(shí)利用DSSS的擴(kuò)頻特性和變換域定量分析計(jì)算實(shí)現(xiàn)對(duì)該幅值的求解?；诖?，結(jié)合ZigBee信號(hào)處理特點(diǎn)設(shè)計(jì)同頻攻擊檢測(cè)流程。

3.1 信號(hào)處理與分析

利用ZigBee中DSSS擴(kuò)頻信號(hào)各頻域子帶的線性無關(guān)性以及幅值滿足高斯分布規(guī)律特性，將同頻攻擊的檢測(cè)問題轉(zhuǎn)化為對(duì)攻擊干擾信號(hào)所引入的頻域幅值變化的檢測(cè)和判定，信號(hào)處理與分析流程如圖5所示。

v（ t）為噪聲信號(hào)，x（ t） 為載波信號(hào)，i（ t） 為攻擊信號(hào)，fs（ k）為采樣信號(hào)，THD為同頻攻擊檢測(cè)門限值。初始信號(hào)f（ t）經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后采樣生成信號(hào)序列fs（ k）。如圖5（b），截?cái)嗪蟮男盘?hào)序列包含N個(gè)采樣點(diǎn)，對(duì)該序列周期擴(kuò)展。經(jīng)過歸一化中心頻率分別為 f =2π n/ N （ n = 0,1,… , N -1） 的線性濾波器組處理后，其子帶的離散頻譜取樣值F（ n）為信號(hào)頻譜和攻擊干擾的線性疊加。由于同頻攻擊對(duì)頻域幅值特性的影響，可以通過信號(hào)的頻域分析和計(jì)算，實(shí)現(xiàn)對(duì)THD的求解。

3.2 模型變換域門限值求解

設(shè)輸入信號(hào)為第n個(gè)截?cái)嘈盘?hào)序列，由于每個(gè)截?cái)嘈盘?hào)序列包含N個(gè)采樣點(diǎn)，則該輸入信號(hào)為

令x = e-2πj/N,S （n） 是第 P個(gè)子帶的輸出信

P號(hào)，則 N - 1個(gè)子帶的DFT輸出為

圖5 信號(hào)處理與分析流程圖

由式（3）可得，第P個(gè)子帶的輸出信號(hào)為

SP（n）的方差為

其中a,b為任意兩次信號(hào)采樣， RSP1（n）SP2（n）為 SP（n）的自相關(guān)函數(shù)。由ZigBee調(diào)制通信中各子帶采樣的不相關(guān)性可得任意兩次采樣的相關(guān)函數(shù)：

其中δ（?）為單位沖激函數(shù)，PS為擴(kuò)頻功率，將式（7）代入式（6），得

不同擴(kuò)頻子帶P和Q的相關(guān)函數(shù)為

當(dāng)pq≠時(shí)，由沖激函數(shù)的性質(zhì)，式（9）為零，即不同擴(kuò)頻子帶完全不相關(guān)。

假設(shè)同頻攻擊對(duì) ZigBee射頻硬件部分影響較小，則噪聲干擾分量為

由噪聲干擾服從標(biāo)準(zhǔn)高斯分布，且高斯噪聲的方差為 σV2，可得噪聲干擾分量的均值和方差為

其中 RVP1（n）?VP2（n）為VP（n）的自相關(guān)函數(shù)。

由于通信信號(hào)和噪聲信號(hào)均服從標(biāo)準(zhǔn)高斯分布，因此在不受同頻攻擊干擾時(shí)，輸入信號(hào)的幅值fs（ n ） =（n ） + VP（n）|服從參數(shù)為 δ2的瑞利分布，而通信信號(hào)和噪聲信號(hào)完全不相關(guān)，故 δ2=δ2{（n）}+δ2{ VP（n ） }= PS+。將瑞利分布幅值變換后，即fs（ n ）2= | SP'（n ） + VP（n）|2，則fs（ n ）2服從參數(shù) θ = 1 /2δ2= 1 /2（PS+ σV2） 的指數(shù)分布。指數(shù)分布中存在概率密度接近于零的臨界點(diǎn)，可以利用該臨界點(diǎn)作為檢測(cè)同頻攻擊的門限值。本方案中設(shè)檢測(cè)同頻攻擊的門限值為THD，則由指數(shù)分布的概率分布求解：

為便于計(jì)算，令THD=λ/ θ，則不同頻譜幅值的概率分布如表1所示。

由概率表可知，在無同頻干擾的情況下，僅受高斯噪聲干擾的影響，頻域內(nèi)信號(hào)的幅度低于門限值THD=6/θ（即λ=6）的概率為0.99753，即頻譜在不受同頻攻擊下幅值不超過6/θ。當(dāng) MAC層檢測(cè)到幅值超出6/θ時(shí)，網(wǎng)絡(luò)遭受同頻攻擊。由以上分析，可將 MAC層消息接收的同頻攻擊檢測(cè)門限值設(shè)置為 T HD = 3 /（PS+ σV2） 。

4 同頻攻擊檢測(cè)抑制方案

依據(jù)本文提出的同頻攻擊檢測(cè)模型，結(jié)合第 2節(jié)中的同頻攻擊抑制措施，設(shè)計(jì)ZigBee同頻攻擊檢測(cè)抑制方案如圖6所示。

H為是否受到同頻攻擊的參數(shù)，1CH為節(jié)點(diǎn)重新選擇的信道。無線信號(hào)首先由接收端 MAC層解擴(kuò)并完成波形解調(diào)，計(jì)算最大幅值THD'是否大于同頻攻擊檢測(cè)門限值THD。若小于THD，則調(diào)用傳統(tǒng)的 CSMA/CA退避機(jī)制；若大于THD，則由高頻濾波器對(duì)高頻幅波形裁切，將處理后的數(shù)據(jù)信號(hào)交付協(xié)議棧上層。由于濾波器不能完全濾除同頻攻擊干擾在解調(diào)時(shí)所形成的雜波，當(dāng)節(jié)點(diǎn)檢測(cè)到有同頻攻擊存在時(shí)發(fā)送端需要增大系統(tǒng)擴(kuò)頻比L擴(kuò)展頻譜所占的帶寬，同時(shí)增強(qiáng)擴(kuò)頻信號(hào)的發(fā)射功率SP以減小對(duì)有用信號(hào)的干擾。利用信道切換機(jī)制減小與同頻攻擊的頻帶重疊區(qū)域，自適應(yīng)算法的 CSMA/CA同步機(jī)制在全網(wǎng)中以固定周期同步更新可以及時(shí)地評(píng)估信道受同頻攻擊干擾的程度，自適應(yīng)地調(diào)整幀接入機(jī)制。（L, P , p ,H , CH）T以信標(biāo)幀的形式向SA全網(wǎng)廣播完成網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)參數(shù)更新和信道切換。

圖6 同頻攻擊檢測(cè)抑制方案

5 實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

為驗(yàn)證本文提出方案的性能，在ZigBee硬件平臺(tái)和Z-Stack固件中實(shí)現(xiàn)了同頻攻擊檢測(cè)抑制方案，同時(shí)利用頻譜分析儀和CC2531 USB dongle對(duì)本文方案和其他方案進(jìn)行測(cè)試分析。

實(shí)驗(yàn)1 不同方案的同頻攻擊抑制性能測(cè)試

通過頻譜分析儀對(duì)采用不同方案的數(shù)據(jù)信號(hào)進(jìn)行測(cè)試，如圖7所示。

圖 7（a）中在同頻攻擊條件下，采用正常擴(kuò)頻機(jī)制時(shí)，頻域內(nèi)信號(hào)完全被同頻攻擊干擾破壞。圖7（b），圖 7（c）與圖 7（a）相比，對(duì)同頻攻擊信號(hào)抑制作用較明顯，但缺乏對(duì)頻帶邊緣的干擾抑制。圖7（d）可有效辨別信號(hào)并抑制同頻攻擊干擾，在邊緣部分的波形恢復(fù)效果優(yōu)于圖7（b），圖7（c）。因此，相對(duì)于其他同頻抑制方案，本文方案在頻帶邊緣波形恢復(fù)上有優(yōu)勢(shì)。

實(shí)驗(yàn)2 自適應(yīng)算法的CSMA/CA機(jī)制測(cè)試

在不同信道質(zhì)量條件下由package sniffer對(duì)數(shù)據(jù)包解析和統(tǒng)計(jì)。在不同信噪比（SNR）和退避算法條件下的曲線特性如圖8所示。

在同頻攻擊條件下，原ZigBee方案在信噪比較小時(shí)誤碼率較大，而當(dāng)信噪比增大時(shí)，誤碼率變化曲線較平緩，仍保持在較大的范圍內(nèi)，嚴(yán)重影響ZigBee節(jié)點(diǎn)的正常通信；采用本文不考慮信道受干擾程度的改進(jìn)方案在一定程度上減小了誤碼率，當(dāng)信噪比高于-35 dB時(shí)有明顯的優(yōu)勢(shì)；本文優(yōu)化后的方案誤碼率最低，但當(dāng)信噪比高于-10 dB時(shí)優(yōu)化效果減弱。上述關(guān)系曲線表明，本文方案在原有協(xié)議基礎(chǔ)上提高了網(wǎng)絡(luò)的抗同頻攻擊性能。

表1 不同頻譜幅值的概率分布

圖7 擴(kuò)頻功率特性頻譜實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖8 信噪比與誤碼率特征曲線

6 結(jié)束語

本文在深入研究DSSS擴(kuò)頻和CSMA/CA機(jī)制的基礎(chǔ)上，建立了基于頻譜門限值的同頻攻擊檢測(cè)模型，給出了門限值的計(jì)算公式，提出了一種ZigBee同頻攻擊檢測(cè)抑制方案。相對(duì)于其他ZigBee干擾抑制方案，本文方案在網(wǎng)絡(luò)遭受同頻攻擊時(shí)能及時(shí)檢測(cè)并采取自適應(yīng)手段抑制攻擊信號(hào)對(duì)幀傳輸?shù)挠绊?。?shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文模型和方案能有效檢測(cè)抑制同頻攻擊。

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