一種高精度過溫保護電路的設計

黃軍軍，喬 明

（電子科技大學電子薄膜與集成器件國家重點實驗室，成都 610054）

1 引言

隨著電子產品的集成度越來越高，系統的功耗也大大增加，尤其對于一些電源管理芯片和功率集成電路而言。電路產生的功耗造成芯片溫度升高，過高的溫度會造成芯片中集成器件的失效，同時也使芯片的壽命降低。因此，為了保證電路的正常工作和系統的穩(wěn)定，設計過溫保護電路是必要的[1~2]。

傳統的過溫保護電路由于結構的限制，熱翻轉點和遲滯溫度范圍容易受到電源電壓和工藝下的影響，精度不高。針對此問題，提出一種高精度的過溫保護電路。仿真結果表明，在3.5~5.5 V電壓條件下，電路的熱關斷點和熱開啟點溫度漂移最大不超過0.4 ℃，熱遲滯范圍漂移也較小，而且溫度翻轉點可以根據需要靈活調節(jié)，適用于集成到各種電路之中。

2 典型的過溫保護電路

集成電路中常用的過溫保護結構是利用PN結兩端電壓的負向溫度特性檢測芯片內部溫度的變化[3]，當溫度超過設定范圍時保護電路工作，關斷部分功耗較大的電路或者全部電路，當溫度降低到一定范圍時，使電路恢復正常工作狀態(tài)[4]。典型的過溫保護電路[5]如圖1所示。

圖1 典型過溫保護電路

電路利用PNP三極管基極和發(fā)射極電壓VEB具有負溫度系數的特性實現溫度的檢測。圖中IPTAT（Proportional to Absolute Temperature）電流是與溫度成正比的電流。正常工作時，比較器輸出高電平，NMOS管MN1導通并工作在線性區(qū)，使電阻R2短路，此時A電壓點VA=IPTAT×R1，VA＜VEB1，保持比較器輸出高電平。隨著溫度的升高，VEB1降低，當溫度升至熱關斷閾值點時使VEB1=VA。隨著溫度繼續(xù)升高，VEB1＜VA，比較器開始翻轉并輸出低電平，同時使NMOS管MN1關斷，電阻R2不再被短路，A點電壓變?yōu)閂A= IPTAT×(R1+R2)。當芯片溫度降低時，VEB1需要升高到一定程度比較器才會再次翻轉，輸出高電平，重新啟動系統。

此電路通過調節(jié)電阻R1和R2的阻值來實現熱關斷、熱開啟以及熱滯回量的調節(jié)。在不同的工藝條件下，電阻的阻值變化很大，而且不同的電源電壓下，電阻上面的電壓也會隨之改變。因此，不同的工藝和供電電壓時，電路的溫度閾值點和熱滯回量將發(fā)生較大變化。

3 高精度過溫保護電路

該高精度過溫保護電路利用一個閾值可調的高精度遲滯比較器[6]，通過帶隙基準產生兩個與溫度無關的基準電壓，分別接入遲滯比較器的兩個閾值點，通過比較PNP管EB結電壓和兩個閾值電壓，實現過溫保護。電路如圖2所示，整個電路包括3部分：帶隙基準、閾值設置電路、比較器及輸出電路。

圖2 高精度過溫保護電路

3.1 帶隙基準

帶隙基準的基本原理是根據硅材料的帶隙電壓和溫度無關的特性，利用工作在不同電流密度時兩個雙極性晶體管基極-發(fā)射極電壓的差值與絕對溫度呈正比的特性和雙極性晶體管基極-發(fā)射極電壓VBE呈負溫的特性，通過按比例疊加使正負溫度系數相互抵消，從而得到與溫度無關的基準電壓[7]。如圖2所示，PNP三極管Q2和Q3，電阻R3、R4、R5，PMOS管MP1、MP2及運放AMP1構成基準產生電路。

設置Q2和Q3的發(fā)射區(qū)面積比AE2:AE3=1:N，MP1、MP2寬長比為1:1，由于運算放大器AMP1調節(jié)PMOS管的柵極電壓確保VB和VC相等，可以得到式（1）。

式中VT=kT/q為熱電壓，k為玻爾茲曼常數；q為電荷量。IQ2、IQ3分別為流過PNP管Q2和Q3的集電極電流。IS2、IS3分別為Q2和Q3的集電極飽和電流。

由于Q2和Q3的發(fā)射區(qū)面積比AE2:AE3=1:N，得：

由于MP1、MP2寬長比為1:1，且MP1、MP2為長溝道器件并工作在飽和區(qū)，可得：

將式（2）、（3）代入（1）中得出：

因此可以得到基準電壓：

從式（6）可見，由于VEB3呈負溫特性而熱電壓VT呈正溫特性，通過調節(jié)電阻R3、R4的比值及三極管Q2和Q3的發(fā)射極面積比即可得到與溫度無關的基準電壓Vref。

3.2 熱關斷閾值設置電路

熱關斷閾值設置電路的核心為一個單位增益緩沖器。為了滿足設計對溫度翻轉點的精確檢測，需要提供兩個受電源電壓和溫度及工藝影響較小的電壓閾值點，分別作為熱關斷和熱開啟時對應的翻轉電平。圖2中，集成運放AMP2的輸出端與負輸入端相連，構成一個單位增益緩沖器，運放的正輸入端接基準電壓，通過鏡像基準電壓到運放的輸出端，并利用電阻R6、R7、R8分壓后產生閾值電壓VTH+、VTH?輸出給滯回比較器的兩個閾值輸入點。通過調整電阻R6、R7、R8的阻值比例即可得到不同的閾值電壓，實現熱關斷與開啟閾值的設置。分壓電阻使用的是同種類型的電阻，對于同一晶圓上同種電阻的偏差在同一個比例，因此電壓VTH+、VTH?可以保持不變。

3.3 溫度檢測及輸出電路

溫度檢測及輸出電路通過檢測呈負溫特性的晶體管的基極發(fā)射極電壓，通過與設置的閾值電壓比較，當溫度超過過溫閾值點時比較器輸出高電平信號，當溫度降低至正常溫度范圍時輸出低電平信號。電路主要通過一個高精度且閾值可調的遲滯比較器實現。

如圖2所示，比較器及輸出電路主要部分為一個高精度的遲滯比較器，由偏置電路、差分輸入級、二選一電壓選擇部分及輸出整形電路構成。電路工作原理如下：利用三極管集電極發(fā)射極兩端的負溫特性，通過Q4、Q5作為溫度傳感器檢測溫度變化，并將溫度轉化為與之對應的電壓信號VS，接入比較器的同相端。熱關斷閾值點電壓VTH?和熱開啟閾值點電壓VTH+作為二選一傳輸門的兩個輸入端。當正常溫度時，溫度傳感器輸出電壓VS＞VTH+＞VTH?，因此比較器輸出高電平，再經過反相器INV1、INV2，使傳輸門TG1導通，TG2關斷，此時反相器另一端輸入電壓VD= VTH?，反相器INV3輸出VOTP維持低電平。隨著溫度的升高，三極管的基極?發(fā)射極電壓下降，VS隨之下降，當VTH?＜VT＜VTH+時，由于此時VD= VTH?，比較器輸出不會發(fā)生變化，隨著溫度的進一步升高，當VS下降至VS＜VTH?時，比較器翻轉，此時傳輸門TG1關斷，TG2開啟，VD= VTH+，VOTP輸出高電平，實現過溫保護。此時VTH?即為過溫翻轉點。當溫度從過溫狀態(tài)下降時，三極管的基極-發(fā)射極電壓上升，VS隨之增大，當VTH?＜VS＜VTH+時，由于此時VD= VTH+，比較器輸出不會發(fā)生變化。隨著溫度的進一步減小，當VS增加至VS＞VTH+時，比較器翻轉，此時傳輸門TG1開啟，TG2關斷，VD= VTH?，VOTP輸出低電平，解除過溫保護。此時VTH+即為解除過溫保護翻轉點。

4 仿真結果及分析

采用Cadence Spectre工具在某公司0.35 μm CMOS工藝下對設計的電路進行了仿真驗證。圖3所示為3~5.5 V供電電壓下基準電路輸出電壓隨溫度變化特性曲線。由于本文采用了一階的溫度補償方式，基準電壓Vref隨溫度先上升然后再下降，其中零溫度點在69 ℃左右，在0~140℃的溫度范圍，電壓在3~5.5 V變化時，基準溫度最大波動范圍在2.7 mV以內，有較高的溫度穩(wěn)定性。經計算在3.3 V電壓下，基準的溫度系數約為8.6×10-6℃-1。

圖3 不同電壓下基準電壓隨溫度變化特性曲線

圖4所示為3.3 V供電電壓下溫度檢測點輸出電壓VS隨溫度的變化曲線。從仿真結果可以看出，隨著溫度的增加，溫度檢測點VS的電壓下降，且具有較高的線性度。為了更加敏感地檢測溫度的變化，電路使用兩個晶體管基極發(fā)射極電壓疊加的方式，因此得到與溫度成正比的電壓為單個PN結兩端電壓的兩倍。圖中當溫度在0~140 ℃變化時，VS的電壓線性變化范圍約為0.9~1.47 V 。

圖5所示為在3.3 V典型電壓下，對溫度進行正向和反向掃描時輸出端電壓VOTP的變化曲線。從圖中可以看出，當溫度低于125℃時，VOTP輸出低電平，系統正常工作，當溫度超過125℃時，VOTP立刻翻轉并輸出高電平信號，觸發(fā)過溫保護，而且輸出信號電平翻轉時溫度漂移很小，幾乎近似階躍。將仿真圖放大后，可以發(fā)現翻轉點的溫度漂移不超過0.1℃。當溫度下降到105℃時，VOTP輸出低電平信號，解除過溫保護電路，溫度遲滯量為20℃。

圖5 過溫關斷和遲滯特性曲線

圖6 不同電壓下溫度特性滯回曲線

圖6所示為電路在3~5.5 V電源電壓下步長為0.5 V時掃描得出的輸出電壓VOTP的溫度特性曲線。從圖中可以看出，電源電壓在3.0~5.5 V變化時，過溫關斷閾值點TH的變化范圍為124.7~125.1℃，重啟溫度TL的變化范圍為104.6~105℃，較大的電源電壓波動范圍，熱關斷和重啟溫度點漂移最大為0.4℃。在同一電壓下，仿真結果表明溫度滯回量在設計的20℃時變化不超過0.2℃，有較高的精度和穩(wěn)定性。

5 結束語

基于0.35 μm CMOS工藝，設計了一款高精度過溫保護電路，仿真結果表明，該電路具有較高的精度，對于電源電壓的變化引起閾值點漂移和遲滯量的變化具有很強的抑制作用。由于電路的熱關斷點和熱開啟點的電壓通過同種類型的電阻對基準分壓得到，對于因電阻工藝的偏差造成的誤差具有一定的抑制能力。而且電路的閾值點溫度可以根據要求靈活調節(jié)，實用性強，可集成于各種電路。

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