信道脈沖響應(yīng)估計(jì)和FPGA仿真

虞龍杰，尹學(xué)鋒

(同濟(jì)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，上海201804)

0 引言

寬帶碼分多址(wideband code division multiple access，WCDMA)由第三代伙伴項(xiàng)目(the 3rdgeneration partnership project，3GPP)制定并維護(hù)，到目前為止已是一個(gè)較為成熟的第三代(the 3rdgeneration，3G)網(wǎng)絡(luò)，中國(guó)聯(lián)通使用WCDMA作為它的3G商用業(yè)務(wù)．

WCDMA在下行鏈路中分配不同的擾碼用來(lái)區(qū)分不同的小區(qū)，小區(qū)搜索的目的就是檢測(cè)小區(qū)的主擾碼［1］．近五年來(lái)，小區(qū)搜索的算法已經(jīng)較為成熟，但國(guó)內(nèi)相關(guān)文獻(xiàn)中絕大多數(shù)用來(lái)驗(yàn)證小區(qū)搜索算法的WCDMA信號(hào)都是仿真擬合信號(hào)，并非基站發(fā)射的真實(shí)信號(hào)［2-5］;文獻(xiàn)［6］使用基站實(shí)測(cè)信號(hào)，但信號(hào)的分析和處理都是放在計(jì)算機(jī)軟件中進(jìn)行的．本文作者用通用軟件無(wú)線電外設(shè)(universal software radio peripheral，USRP)實(shí)測(cè)中國(guó)聯(lián)通基站發(fā)射的WCDMA信號(hào)，并用現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(field programmable gate array，F(xiàn)PGA)進(jìn)行信號(hào)處理，對(duì)于驗(yàn)證小區(qū)搜索算法的正確性具有實(shí)際的工程應(yīng)用價(jià)值，同時(shí)具有一定的創(chuàng)新性．

因?yàn)閃CDMA下行鏈路中的公共導(dǎo)頻信道(common pilot channel，CPICH)只發(fā)送標(biāo)準(zhǔn)的正交化的主擾碼信息［7］，所以在小區(qū)搜索的基礎(chǔ)上通過(guò)與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)作循環(huán)相關(guān)可估計(jì)信道的脈沖響應(yīng)．而信道脈沖響應(yīng)作為高精度信道估計(jì)算法空間交替廣義期望最大(space-alternating generalized expectation-maximization，SAGE)的輸入信號(hào)源［8］，可以估計(jì)出時(shí)延、多普勒、幅度、到達(dá)角、離開(kāi)角等信道參數(shù)［9-11］，所以信道脈沖響應(yīng)的估計(jì)對(duì)于分析信道特征具有基礎(chǔ)性的意義．

1 接收信號(hào)預(yù)處理

1．1 濾波

3GPP規(guī)定，WCDMA 在下行鏈路中共有3個(gè)中心載頻，分別是2．1326、2．1376和2．1426 GHz，每個(gè)載頻的帶寬都是5 MHz［1］．USRP以4倍過(guò)采樣率20 Msample/s，20 MHz的采樣帶寬實(shí)測(cè)位于上海市同濟(jì)大學(xué)嘉定校區(qū)內(nèi)的中國(guó)聯(lián)通基站發(fā)射的WCDMA信號(hào)．為了得到2．1376 GHz載頻5M帶寬的頻譜，需要進(jìn)行數(shù)字帶通濾波，即將時(shí)域采集信號(hào)通過(guò)快速傅里葉變換(fast fourier transform，F(xiàn)FT)到頻域后與理想的數(shù)字帶通濾波器(物理可實(shí)現(xiàn))點(diǎn)乘，最后通過(guò)快速傅里葉逆變換(inverse fast fourier transform，IFFT)完成濾波過(guò)程，如下所示:

其中，⊙表示點(diǎn)乘運(yùn)算，A為原始采集信號(hào)，BP為理想數(shù)字帶通濾波器，B為經(jīng)過(guò)帶通濾波后的信號(hào)．WCDMA小區(qū)搜索過(guò)程至少需要2幀數(shù)據(jù)，綜合考慮4倍過(guò)采樣率和降采樣，則需要4×105個(gè)原始實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)，而FPGA中FFT知識(shí)產(chǎn)權(quán)(intellectual property，IP)核支持的最大點(diǎn)數(shù)是65536．針對(duì)這個(gè)問(wèn)題，根據(jù)“時(shí)域采樣點(diǎn)數(shù)的多少不會(huì)改變頻域的波形，只會(huì)影響頻域的分辨率”理論，合理地將原始實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)分成25段，每段16384點(diǎn)依次通過(guò)FFT和IFFT進(jìn)行帶通濾波，有效地解決了IP核的局限性．

1．2 降采樣

WCDMA 的碼片速率是 3．84 Msample/s［1］，對(duì)應(yīng)的4倍過(guò)采樣率為15．36 Msample/s．由于 USRP的采樣率無(wú)法設(shè)置成15．36 Msample/s，因此，選用就近的20 Msample/s的采樣率去采集WCDMA信號(hào)時(shí)就需要用一維線性插值法對(duì)信號(hào)作降采樣處理．由于，所以先在初始20 Msample/s采樣率對(duì)應(yīng)的樣本中，每?jī)牲c(diǎn)之間線性分成96份，然后每隔125份取一個(gè)數(shù)據(jù)組成新的樣本，即可得到經(jīng)過(guò)降采樣后的15．36 Msample/s采樣率樣本，降采樣算法流程如圖1所示．

圖1 降采樣算法流程圖

圖1中每次循環(huán)都涉及條件判斷，乘、減、加3種運(yùn)算以及結(jié)果的寫入(125/96屬于定值，無(wú)需計(jì)算)．為此，在濾波IFFT輸出到寫入降采樣結(jié)果的過(guò)程中引入流水線技術(shù)，使得在每個(gè)時(shí)鐘上升沿并行執(zhí)行多種操作，提高運(yùn)算效率．圖2顯示了降采樣流程中前兩次循環(huán)滿足條件，第三次循環(huán)不滿足條件時(shí)流水線中各個(gè)操作的執(zhí)行情況．

圖2 降采樣中的流水線

由圖2可見(jiàn)，當(dāng)流水線滿足條件時(shí)能夠在每個(gè)時(shí)鐘上升沿連續(xù)寫入降采樣后的結(jié)果;不滿足條件時(shí)本時(shí)鐘上升沿為空操作，但不會(huì)影響下個(gè)時(shí)鐘上升沿的狀態(tài)，因此加快了降采樣的流程．

2 WCDMA小區(qū)搜索快速算法

WCDMA幀長(zhǎng)為38400碼片，分為15個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙共有2560碼片．每幀時(shí)長(zhǎng)為10 ms，對(duì)應(yīng)的碼片速率為3．84 Mchip/s［1］．小區(qū)搜索由時(shí)隙同步、幀同步和主擾碼捕獲3個(gè)階段組成，涉及3種不同的信道，分別是主同步信道、輔同步信道和公共導(dǎo)頻信道．主同步信道在每個(gè)時(shí)隙的前256碼片發(fā)送相同的主同步碼;輔同步信道在每個(gè)時(shí)隙的前256碼片發(fā)送不同的輔同步碼(共有16種輔同步碼，每幀15個(gè)時(shí)隙中輔同步碼的排列組合共有64種);公共導(dǎo)頻信道在每個(gè)時(shí)隙的所有碼片發(fā)送擾碼，擾碼共有512種，每個(gè)小區(qū)分配的擾碼有且僅有一種，稱為主擾碼，小區(qū)搜索的目的就是檢測(cè)主擾碼［1］．

本文作者先提出小區(qū)搜索的快速算法并用MATLAB進(jìn)行算法描述，而后在FPGA仿真過(guò)程中，通過(guò)IP核復(fù)用減少硬件資源開(kāi)銷，引入流水線技術(shù)加快處理速度，用較少的資源快速完成小區(qū)搜索．

2．1 時(shí)隙同步

主同步碼是數(shù)字信號(hào)，必須經(jīng)過(guò)脈沖成型濾波器變成模擬信號(hào)后才能在空中傳輸．該脈沖成型濾波器是一個(gè)滾降系數(shù)為0．22的根升余弦濾波器，其脈沖響應(yīng)RC0(t)為［12］:

主同步碼脈沖成型是通過(guò)主同步碼與脈沖成型濾波器進(jìn)行循環(huán)卷積實(shí)現(xiàn)的，循環(huán)卷積公式由下式給出:

故時(shí)隙同步的算法是先對(duì)標(biāo)準(zhǔn)的主同步碼進(jìn)行脈沖成型，然后與1．1個(gè)時(shí)隙的降采樣數(shù)據(jù)作循環(huán)相關(guān)，會(huì)出現(xiàn)1個(gè)峰值點(diǎn)，即時(shí)隙同步點(diǎn)，時(shí)隙同步過(guò)程完成．大多數(shù)情況下只用1個(gè)時(shí)隙的降采樣數(shù)據(jù)就可以同步時(shí)隙，當(dāng)且僅當(dāng)主同步碼分布在被截的一個(gè)時(shí)隙數(shù)據(jù)的兩端時(shí)，才用1．1個(gè)時(shí)隙的降采樣數(shù)據(jù)．頻域循環(huán)相關(guān)公式由下式給出:

其中，conj表示取共軛運(yùn)算．循環(huán)相關(guān)的相關(guān)性體現(xiàn)在C向量的第一個(gè)元素，該元素的幅值越大，說(shuō)明相關(guān)性越強(qiáng);反之，當(dāng)該元素的幅值為0時(shí)，說(shuō)明A與B兩向量正交．

算法上，時(shí)隙同步只需要1．1個(gè)時(shí)隙的降采樣數(shù)據(jù)就可以完成，但在FPGA仿真過(guò)程中，考慮到要節(jié)省硬件資源，復(fù)用FFT IP核，故選擇1．6個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)度的降采樣數(shù)據(jù)來(lái)和經(jīng)過(guò)脈沖成型后的主同步碼進(jìn)行頻域相關(guān)，借此來(lái)找時(shí)隙同步點(diǎn)，即從相關(guān)結(jié)果的前1．1個(gè)時(shí)隙數(shù)據(jù)中找最大相關(guān)值，其所在的位置就是時(shí)隙頭．如果該時(shí)隙頭大于10240，說(shuō)明檢測(cè)到了2個(gè)時(shí)隙頭且第二個(gè)時(shí)隙頭的值比第一個(gè)時(shí)隙頭的值更大，在這種情況下應(yīng)該減去10240，從而得到第一個(gè)時(shí)隙頭．

2．2 幀同步

幀同步的算法是先對(duì)16種標(biāo)準(zhǔn)輔同步碼作脈沖成型，接著，在時(shí)隙同步的基礎(chǔ)上，以1幀中15個(gè)時(shí)隙頭為起點(diǎn)，向后各取1024個(gè)降采樣數(shù)據(jù)分別與16種輔同步碼脈沖成型在時(shí)域上作點(diǎn)乘相關(guān)，乘積累加求和，以時(shí)隙為單位依次找出15個(gè)最大值及其位置，對(duì)應(yīng)1幀中15個(gè)時(shí)隙分配的輔同步碼編號(hào)，最后對(duì)檢測(cè)到的輔同步碼編號(hào)循環(huán)移位，并與3GPP規(guī)定的WCDMA 64組輔同步碼編號(hào)的排列順序作比較［7］，直至完全匹配為止．匹配成功所在組的組號(hào)就是主擾碼所在的擾碼組組號(hào)［7］，同時(shí)也檢測(cè)到了幀頭位置，時(shí)域點(diǎn)乘相關(guān)公式由下式給出:

其中，Σ表示求和運(yùn)算．

在FPGA仿真過(guò)程中，由于文本數(shù)據(jù)的讀寫總是要從首行開(kāi)始按行進(jìn)行，導(dǎo)致每次時(shí)域點(diǎn)乘相關(guān)都要從頭開(kāi)始讀取數(shù)據(jù)，非常耗時(shí)．對(duì)此作了改進(jìn)，即首先從1幀降采樣數(shù)據(jù)中分別提取每個(gè)時(shí)隙的前1/10數(shù)據(jù)形成較小的數(shù)據(jù)流，再用每個(gè)時(shí)隙的降采樣數(shù)據(jù)(補(bǔ)0～16個(gè)時(shí)隙的長(zhǎng)度)與16種輔同步碼脈沖成型在頻域上作相關(guān)，復(fù)用FFT IP核．從相關(guān)結(jié)果中的第一個(gè)開(kāi)始取，之后每隔1024個(gè)取1個(gè)，共得到16個(gè)相關(guān)值，最大相關(guān)值所在的位置就是該時(shí)隙分配的輔同步碼編號(hào)．上述過(guò)程共遍歷15次，就可以找到1幀15個(gè)時(shí)隙分配的輔同步碼編號(hào)，最后按照幀同步算法檢測(cè)幀頭位置和主擾碼所在的擾碼組組號(hào)．

2．3 主擾碼捕獲

WCDMA共有512個(gè)擾碼，分成64組，每組8個(gè)．在幀同步過(guò)程中，已經(jīng)確定了主擾碼所在的擾碼組組號(hào)，接下來(lái)對(duì)該擾碼組里的每個(gè)擾碼作脈沖成型，然后用1幀降采樣數(shù)據(jù)分別和8個(gè)擾碼脈沖成型作相關(guān)，最大相關(guān)值所對(duì)應(yīng)的擾碼便是小區(qū)的主擾碼．

用FPGA仿真時(shí)，可以對(duì)上述算法進(jìn)行簡(jiǎn)化，以降低運(yùn)算復(fù)雜度．降采樣數(shù)據(jù)以幀頭為起始點(diǎn)，向后只取1024點(diǎn)，然后補(bǔ)0～16384點(diǎn);取8個(gè)擾碼脈沖成型各自前1024點(diǎn)，組成新的數(shù)據(jù)流，也補(bǔ)0～16384點(diǎn)．兩組數(shù)據(jù)復(fù)用FFT IP核在頻域中作相關(guān)，然后從相關(guān)結(jié)果中的第一點(diǎn)開(kāi)始取，之后每隔1024個(gè)取1點(diǎn)，取滿8個(gè)相關(guān)值為止．最大相關(guān)值所在的位置便是主擾碼在該擾碼組里的位置，從而檢測(cè)到主擾碼號(hào)．主擾碼號(hào)計(jì)算公式如下所示:

至此，主擾碼捕獲過(guò)程結(jié)束，同時(shí)也標(biāo)志著WCDMA小區(qū)搜索過(guò)程完成．

FPGA仿真結(jié)果顯示上海市同濟(jì)大學(xué)嘉定校區(qū)所在小區(qū)的主擾碼號(hào)是198號(hào)．

3 USRP晶振頻偏補(bǔ)償

接收信號(hào)的相位主要有兩個(gè)來(lái)源:一是信號(hào)本身的相位信息;二是由于USRP晶振造成的頻偏．另外，如果發(fā)送方和接收方有相對(duì)運(yùn)動(dòng)時(shí)，此時(shí)接收信號(hào)的相位還應(yīng)包括由于相對(duì)運(yùn)動(dòng)產(chǎn)生的多普勒信息．

USRP晶振在工作時(shí)基本處于穩(wěn)定狀態(tài)，但也會(huì)稍微波動(dòng)，其常溫下的頻偏值為0．6 ppm，最大頻偏值為2．5 ppm．因此，常溫條件下，在高頻中心頻點(diǎn)2．1376 GHz處采樣時(shí)會(huì)產(chǎn)生±1282 Hz頻偏的隨機(jī)現(xiàn)象．為了還原真實(shí)的接收信號(hào)，需要對(duì)USRP晶振造成的頻偏進(jìn)行估計(jì)，繼而用估計(jì)值補(bǔ)償頻偏．

取1個(gè)幀或比1個(gè)幀更短的1個(gè)時(shí)隙實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)來(lái)估計(jì)USRP晶振頻偏主要有以下兩點(diǎn)考慮:一是幀的時(shí)間長(zhǎng)度為10 ms，可認(rèn)為這段時(shí)間內(nèi)USRP晶振產(chǎn)生的頻偏值固定不變，1個(gè)時(shí)隙更是如此;二是實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)當(dāng)時(shí)所處的測(cè)試場(chǎng)景中基站和USRP的位置都是固定的，主徑的多普勒信息為0，如果有第二條路徑因?yàn)榉瓷溥\(yùn)動(dòng)物體產(chǎn)生的多普勒信息，對(duì)頻偏估計(jì)的影響也很小，可以忽略不計(jì)．那么，1個(gè)幀接收數(shù)據(jù)包含的相位信息主要由發(fā)送信號(hào)本身的相位和USRP晶振造成的固定頻偏組成．

根據(jù)x(t)ej2πf0t和X［j2π(f-f0)］是傅里葉變換對(duì)的原理，先對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)作試補(bǔ)償，即先在時(shí)域中用一系列的頻率值ej2πft點(diǎn)乘，然后與WCDMA小區(qū)搜索得到的標(biāo)準(zhǔn)主擾碼脈沖成型(正交信號(hào))在時(shí)域中作點(diǎn)乘相關(guān)，多組相關(guān)結(jié)果中相關(guān)值最大的組所用的頻率值就是待估計(jì)的USRP晶振頻偏值，如下所示:

其中，max表示求最大值運(yùn)算，A為實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)，B為經(jīng)過(guò)脈沖成型的標(biāo)準(zhǔn)主擾碼，fe為使得累加和最大對(duì)應(yīng)的自變量，即估計(jì)得到的晶振頻偏值．

這里涉及到頻率估計(jì)范圍與算法復(fù)雜度的權(quán)衡問(wèn)題，有以下兩種方案可供選擇:第一種方案，第一次估計(jì)時(shí)以晶振最大頻偏-1282～+1282 Hz作為頻率范圍，估計(jì)頻偏值，第二次以第一次的估計(jì)值為中心，±500 Hz作為頻率范圍，估計(jì)頻偏值，從第三次開(kāi)始，取前面估計(jì)值中最大值與最小值的平均值為中心，±500 Hz作為頻率范圍，估計(jì)頻偏值，依次類推，直到最大值與最小值之間的差值穩(wěn)定在500 Hz之內(nèi)，才以最大值與最小值的平均值為中心，±250 Hz作為頻率范圍進(jìn)行估計(jì);第二種方案，在30 min內(nèi)，可認(rèn)為晶振造成的頻偏值的波動(dòng)范圍基本穩(wěn)定在500 Hz以內(nèi)，因此可在USRP實(shí)測(cè)前進(jìn)行試測(cè)，事先找出該段波動(dòng)范圍，然后就在該波動(dòng)范圍內(nèi)估計(jì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的頻偏值．兩種方案各有優(yōu)點(diǎn):第一種方案，估計(jì)精度較高，實(shí)用性強(qiáng);第二種方案，算法復(fù)雜度較低，易于實(shí)現(xiàn)．本文作者選用第二種方案來(lái)估計(jì)USRP晶振造成的頻偏．

常溫條件下，USRP以2．1376 GHz為中心頻率，實(shí)測(cè)用時(shí)11 min，共得70組數(shù)據(jù)，頻偏估計(jì)結(jié)果如圖3所示．以實(shí)線為例說(shuō)明參數(shù)的設(shè)置情況，該曲線每組實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)取1幀，以-1200 Hz為起點(diǎn)，-700 Hz為終點(diǎn)，1 Hz為步長(zhǎng)估計(jì)晶振造成的頻偏，其他2條曲線同理．

圖3 USRP晶振頻偏估計(jì)結(jié)果

從圖3中可以看出，70組實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的頻偏值都落在-1200 Hz到-700 Hz的區(qū)間內(nèi)，且代表頻偏估計(jì)值的3條曲線基本重合．其中，用密虛線估計(jì)頻偏值就顯得最為合適，在相同估計(jì)效果的前提下體現(xiàn)出數(shù)據(jù)量小、估計(jì)速度快的優(yōu)勢(shì)．因此，在FPGA仿真中，采用了疏虛線中的參數(shù)設(shè)置估計(jì)頻偏．

用估計(jì)得到的頻偏值在時(shí)域中與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)作點(diǎn)乘運(yùn)算，補(bǔ)償由于USRP晶振造成的頻偏，還原真實(shí)的接收信號(hào)．

4 信道脈沖響應(yīng)估計(jì)

WCDMA的公共導(dǎo)頻信道采用正交可變擴(kuò)頻因子(orthogonal variable spreading factor，OVSF)碼擴(kuò)頻，承載主擾碼信息［7］．由于OVSF碼相互完全正交，故可通過(guò)相關(guān)法去除與主擾碼正交的其他信號(hào)，只剩下主擾碼的自相關(guān)，估計(jì)出信道脈沖響應(yīng)，公式由下式給出:

其中，‖‖表示取模運(yùn)算，A為經(jīng)過(guò)頻偏補(bǔ)償后的降采樣數(shù)據(jù)，B為WCDMA小區(qū)搜索得到的標(biāo)準(zhǔn)主擾碼脈沖成型，估計(jì)得到的信道脈沖響應(yīng)幅值如圖4所示:

圖4 信道脈沖響應(yīng)估計(jì)結(jié)果的幅度

WCDMA的碼片都是經(jīng)過(guò)根升余弦濾波器進(jìn)行脈沖成型的，而該濾波器的脈沖響應(yīng)的帶寬為3．84 MHz，由此也決定了信道路徑的分辨率．當(dāng)兩條功率相同的路徑的相對(duì)時(shí)延大于帶寬倒數(shù)的2倍(520．8 ns)時(shí)，可以直接觀察到這兩條路徑，對(duì)應(yīng)的這兩條路徑的路程差大于156．25 m;當(dāng)兩條功率相同的路徑的相對(duì)時(shí)延介于帶寬倒數(shù)(260．4 ns)和帶寬倒數(shù)的2倍(520．8 ns)之間時(shí)，可以用高精度估計(jì)算法(如SAGE算法)將這兩條路徑分離開(kāi)來(lái)［9-11］，對(duì)應(yīng)的這兩條路徑的路程差介于78．125 m和156．25 m之間;當(dāng)兩條功率相同的路徑的相對(duì)時(shí)延小于帶寬倒數(shù)(260．4 ns)時(shí)，再也無(wú)法區(qū)分開(kāi)來(lái)，此時(shí)可視為一條路徑，對(duì)應(yīng)的路程差小于78．125 m．

從圖4中并沒(méi)有觀察到明顯的多條路徑并存的現(xiàn)象，那是因?yàn)橹鲝降墓β屎軓?qiáng)，次徑的功率較弱，加上WCDMA 3．84 MHz帶寬對(duì)應(yīng)的分辨率的限制，且沒(méi)有使用高精度信道估計(jì)算法分離路徑，導(dǎo)致了主徑和多條次徑疊加在一塊．

信道脈沖響應(yīng)的一個(gè)典型應(yīng)用是在高帶寬信號(hào)的條件下，利用SAGE算法通過(guò)多次反復(fù)信號(hào)迭代和重構(gòu)過(guò)程，使得估計(jì)值收斂到一定程度，從而分離出一條主徑和多條次徑，估計(jì)各條路徑之間的相對(duì)時(shí)延、多普勒、幅度、到達(dá)角、離開(kāi)角等信道參數(shù)．此外，SAGE算法的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是可以對(duì)上述信道參數(shù)進(jìn)行單獨(dú)估計(jì)，無(wú)需聯(lián)合估計(jì)，從而可以大幅度地減少計(jì)算量［9-11］．

至此，作者的工作全部結(jié)束，完成了從USRP實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)到估計(jì)信道脈沖響應(yīng)的算法描述和FPGA仿真驗(yàn)證．在仿真過(guò)程中，共使用了4個(gè)單精度浮點(diǎn)加法器、4個(gè)單精度浮點(diǎn)乘法器、2個(gè)單精度浮點(diǎn)除法器、1個(gè)單精度浮點(diǎn)比較器和1個(gè)16384點(diǎn)FFT IP核．

5 結(jié)語(yǔ)

本文作者使用USRP實(shí)測(cè)中國(guó)聯(lián)通基站發(fā)射的WCDMA信號(hào)，并依次完成濾波、降采樣、小區(qū)搜索、晶振頻偏補(bǔ)償和信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的MATLAB算法描述和FPGA仿真驗(yàn)證．在算法描述過(guò)程中，以循環(huán)相關(guān)和FFT理論為主線，嚴(yán)格論證數(shù)字信號(hào)處理方法的正確性和完備性;在FPGA驗(yàn)證過(guò)程中，多次引入流水線技術(shù)并復(fù)用多種硬件IP核，使得速度和資源達(dá)到平衡．在32 MHz時(shí)鐘頻率下，仿真用時(shí)80．861 ms，還檢測(cè)到上海市同濟(jì)大學(xué)嘉定校區(qū)所在小區(qū)的主擾碼號(hào)為198號(hào)．仿真結(jié)果表明，F(xiàn)PGA能以較少的硬件資源快速準(zhǔn)確地完成信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的算法，具有較高的工程應(yīng)用價(jià)值．

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