基于改進(jìn)滑模觀測器的永磁同步電機無位置傳感器I／F起動方法

肖燁然，劉 剛，宋欣達(dá)，崔臣君，孫慶文

（1.北京航空航天大學(xué) 慣性技術(shù)重點實驗室，北京 100191；2.北京航空航天大學(xué) 新型慣性儀表與導(dǎo)航系統(tǒng)技術(shù)國防重點學(xué)科實驗室，北京 100191）

0 引言

永磁同步電機（PMSM）的轉(zhuǎn)子系統(tǒng)是采用永久磁鐵產(chǎn)生氣隙磁通，不需要外部勵磁，所以能獲得很高的功率密度和轉(zhuǎn)矩慣量比，節(jié)能效果顯著。近年來隨著材料技術(shù)、電力電子器件、高性能集成電路的發(fā)展，基于矢量控制技術(shù)的永磁同步電機在各種高效節(jié)能的控制場合得到廣泛應(yīng)用。為實現(xiàn)永磁同步電機的高精度控制，就需要獲得精確的轉(zhuǎn)子位置和速度信息，這些信息一般通過光電碼盤、測速發(fā)電機、旋轉(zhuǎn)變壓器等機械式傳感器獲取，但這會帶來電機設(shè)計復(fù)雜度和成本的增加、安裝維護(hù)困難、易受外界干擾等問題。因此，永磁同步電機的無傳感器控制一直成為國內(nèi)外的研究熱點。

目前，永磁同步電機常用的無位置傳感器控制方法主要分為兩大類：一類為基于電機凸極效應(yīng)的高頻注入法，這類方法需要增加額外的帶通濾波器，在中低速域的效果明顯，但隨著轉(zhuǎn)速的升高，由于高頻注入電流與基頻電流之間的頻率越來越接近，濾波器分辨率隨之下降，估算效果變差，且該方法不適用于表貼式永磁同步電機[1]；另一類為通過電機反電勢或狀態(tài)觀測器估計轉(zhuǎn)子位置的方法，主要有反電勢積分法[2-3]、模型參考自適應(yīng)法[4]、擴展卡爾曼濾波法[5]、滑模變結(jié)構(gòu)觀測器法[6-7]等。 其中，反電勢積分法易受電機參數(shù)變化的影響，且存在定子磁鏈積分的常值漂移問題；模型參考自適應(yīng)法雖計算簡單，但對參數(shù)變化比較敏感；擴展卡爾曼濾波法實時計算量大，對控制芯片的依賴度高，且動態(tài)響應(yīng)不理想；而滑模觀測器法具有響應(yīng)迅速、對系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)變化和外部擾動不敏感的特點，且計算簡單，易于實現(xiàn)。但這類基于反電勢或狀態(tài)觀測器的無位置傳感器檢測法，均只適用于高速，在低速時由于無法獲得足夠大的相電壓或反電勢而使得位置估算精度下降。所以在電機的起動階段，需尋求一種不同的無位置傳感器控制策略。

文獻(xiàn)[8]采用了V/F壓頻比起動法，其基本思想是在電樞繞組中產(chǎn)生幅值和頻率都逐漸增大的旋轉(zhuǎn)電壓矢量，將轉(zhuǎn)子遷入同步并加速。該方法控制方式簡單，對電機參數(shù)的依賴不大，適合對動態(tài)性能要求不高的場合。然而，由于其工作在電流開環(huán)的狀態(tài)，若壓頻比選取不恰當(dāng)，很容易引起失步和過流，嚴(yán)重時會損壞電子器件。對此，本文采用一種電流閉環(huán)的I/F起動策略，使定子電流受參考值的約束，避免了過流的產(chǎn)生；且與V/F起動法相比，I/F起動法有一定的抗負(fù)載擾動能力[9-10]。此外還研究了從I/F起動階段切換至基于改進(jìn)滑模觀測器法的無位置傳感器電流解耦控制運行方式的過渡過程。整個起動過程的目的在于實現(xiàn)永磁同步電機的小電流起動和平穩(wěn)切換。實驗結(jié)果驗證了該方法的這些特性。

1 基于改進(jìn)滑模觀測器的永磁同步電機轉(zhuǎn)子位置估算方法

1.1 永磁同步電機數(shù)學(xué)模型

在dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，永磁同步電機的電壓方程和磁鏈方程可表示為：

表貼式永磁同步電機在αβ定子靜止坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型可以表示為：

1.2 改進(jìn)滑模觀測器的設(shè)計

結(jié)合表貼式永磁同步電機在αβ坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，并根據(jù)滑模變結(jié)構(gòu)控制理論，可構(gòu)造如下的滑模觀測器方程[11]：

由式（7）—（9）可得滑模觀測器的動態(tài)誤差方程：

只要選擇合適的k值，使得sTs˙＜0，就可保證滑模觀測器收斂到實際值。系統(tǒng)進(jìn)入滑模面后，s=s˙=0，代入式（10）可得：

傳統(tǒng)滑模觀測器一般選取開關(guān)函數(shù)Z=sign（s）作為控制函數(shù)，它使得觀測器的響應(yīng)非常迅速，抗擾動性強，但是其固有的非線性開關(guān)特性會引起系統(tǒng)抖振，從而影響位置估算精度。為了抑制抖振，本文采用一種新的控制函數(shù)如式（12）所示。

其中，ε為邊界層；i=α，β?？刂坪瘮?shù)曲線見圖1。

圖1 控制函數(shù)曲線Fig.1 Curve of control function

適當(dāng)增大ε的值可以減小滑模運動帶來的抖振，但ε值太大，又會使得系統(tǒng)響應(yīng)變慢，產(chǎn)生相位延時。事實上，ε值不宜取得過大，一方面補償這一相位延時比較困難，其次在電機起動過程中，若ε值較小，這一相位延時可忽略。

從式（11）可以看出，控制信號kZ中包含著α、β軸上的反電勢信息，通過對這一控制信號進(jìn)行濾波處理，即可得到包含位置信息的反電勢估計值如式（13）所示。

圖2 改進(jìn)滑模觀測器位置估算結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 Block diagram of rotor angle estimation by MSMO

文獻(xiàn)[12]表明基于滑模觀測器的轉(zhuǎn)子位置預(yù)測方法在高速區(qū)具有良好的位置和速度估算精度，但在低速區(qū)估算效果不理想，容易造成電機啟動失敗或損壞電子器件，在靜止時，該方法徹底失效，因此本文在低速區(qū)應(yīng)尋求一種高效穩(wěn)定的無位置傳感器起動策略。

2 I/F起動策略

I/F起動階段的控制結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

圖3 I/F起動階段的控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Block diagram of I/F startup control

I/F起動方式的基本思想是在電樞繞組中產(chǎn)生幅值跟隨參考值、頻率逐漸增大的旋轉(zhuǎn)電流矢量，使轉(zhuǎn)子加速起動。它的特點是工作在速度開環(huán)、電流閉環(huán)的狀態(tài)，定子繞組電流經(jīng)過坐標(biāo)變換以后，投影到由指令位置角決定的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上，并受期望值的約束，可有效避免過流產(chǎn)生[13]。

I/F起動階段包括預(yù)定位階段和起動加速階段，整個起動階段采用電流近似解耦的矢量控制方式。圖3中，定子電流矢量的旋轉(zhuǎn)頻率根據(jù)設(shè)計需要來確定，該旋轉(zhuǎn)頻率用來產(chǎn)生指令位置角，用于定子電流在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系和三相靜止坐標(biāo)系之間的坐標(biāo)變換，在電流調(diào)節(jié)器的作用下定子電流將跟隨參考值。

2.1 預(yù)定位階段

在電機起動階段首先需要對轉(zhuǎn)子進(jìn)行初始預(yù)定位，即在電機定子上施加電流矢量，在所產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩的作用下，將電機轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)到固定位置，然后從該位置加速啟動。

在預(yù)定位階段，最簡單的辦法是采用一次定位法，在繞組中施加一個幅值恒定并沿固定方向的電流矢量，若產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩能克服轉(zhuǎn)子靜止時的負(fù)載轉(zhuǎn)矩，則轉(zhuǎn)子將旋轉(zhuǎn)以定位。但由于轉(zhuǎn)子初始位置是隨機的，當(dāng)轉(zhuǎn)子與施加的電流矢量間的夾角過小或者接近于180°時，電磁轉(zhuǎn)矩將不足以克服電機的負(fù)載轉(zhuǎn)矩，此時轉(zhuǎn)子無法轉(zhuǎn)動，定位失敗，所以一次定位法并不能保證轉(zhuǎn)子每次定位都能成功。一種可行的辦法是，在電機繞組中施加一個幅值足夠大、旋轉(zhuǎn)頻率很低的旋轉(zhuǎn)電流矢量，如圖4所示。

圖4 預(yù)定位階段的坐標(biāo)系Fig.4 Coordinates of pre-locating stage

假設(shè)由指令位置角確定的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系為d*q*坐標(biāo)系，固聯(lián)于電機轉(zhuǎn)子上的坐標(biāo)系為dq坐標(biāo)系，在預(yù)定位初始階段，轉(zhuǎn)子位置隨機，令指令位置角初始值 θ*=0°，如圖4（a）所示。 接著指令位置角開始以極低的角速度線性增加，在電流調(diào)節(jié)器的作用下，iq*=Iqref=常數(shù)，id*=Idref=0，所以定子電流矢量 is（即 iq*）從90°開始以低頻勻速旋轉(zhuǎn)。之所以選取較低的旋轉(zhuǎn)頻率，主要是為了順利地將轉(zhuǎn)子牽入同步。當(dāng)θ*=270°時，保持d*q*坐標(biāo)系靜止一段時間，這樣，無論轉(zhuǎn)子的初始位置在哪里，最終都能將轉(zhuǎn)子定位于零位，此時由指令位置角確定的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系落后于電機轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系 90°，如圖4（b）所示。

2.2 起動加速階段

在起動加速階段，指令位置角θ*與d*q*坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)角速度ω*、角加速度αω之間的關(guān)系如下：

其中，αω可以根據(jù)電機的特點設(shè)計成常量或隨時間而變化。隨著q*軸從轉(zhuǎn)子零位開始逆時針旋轉(zhuǎn)，定子電流矢量相應(yīng)地從d軸逐漸加速，其在q軸上的分量提供了電磁轉(zhuǎn)矩，在電磁牽引力的作用下，轉(zhuǎn)子也開始加速旋轉(zhuǎn)。在這一加速階段，d*q*坐標(biāo)系與dq坐標(biāo)系之間保持著一定的相位差，圖5說明了這一點。

I/F起動具有一種“自平衡”的特性，對于表貼式永磁同步電機，定子電流與電磁轉(zhuǎn)矩間的關(guān)系為：

圖5 起動加速階段坐標(biāo)系Fig.5 Coordinates of acceleration stage

其中，θL為dq坐標(biāo)系與d*q*坐標(biāo)系之間的夾角。在起動加速階段，如果電機負(fù)載轉(zhuǎn)矩增加，則轉(zhuǎn)子的角加速度將減小，導(dǎo)致θL也隨之變小，此時定子電流iq*在q軸上的電流分量iq將逐漸增大，所以產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩增加，轉(zhuǎn)子角加速度上升，使得兩坐標(biāo)系重新達(dá)到平衡。當(dāng)負(fù)載轉(zhuǎn)矩變小時，同理。

但當(dāng)θL從正值變?yōu)樨?fù)值，即d*q*坐標(biāo)系超前于dq坐標(biāo)系時，這種“自平衡”特性就會被打破。在這種情況下，如果負(fù)載轉(zhuǎn)矩增加，則轉(zhuǎn)子角加速度減小，從而使得d*q*坐標(biāo)系與dq坐標(biāo)系間的夾角增大，這樣iq*在q軸上的分量減小，電磁轉(zhuǎn)矩也相應(yīng)減小，導(dǎo)致轉(zhuǎn)子角加速度進(jìn)一步減小，此時轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速將會迅速下降，造成失步。所以，在加速階段，必須保證d*q*坐標(biāo)系始終滯后于dq坐標(biāo)系一定角度（0≤θL≤90°）。 I/F起動的“自平衡”特性意味著起動過程具有一定的抗負(fù)載擾動能力，給定的起動電流參考值Iqref越大，設(shè)定的指令角加速度越小，啟動過程的抗負(fù)載擾動裕量就越大。

為保證電機轉(zhuǎn)子能快速穩(wěn)定地從靜止?fàn)顟B(tài)加速到由滑模觀測器可正確估算轉(zhuǎn)子位置的轉(zhuǎn)速范圍，選取合適的指令角加速度αω至關(guān)重要，指令角加速度與指令角速度之間的關(guān)系可表示為：

θL與ωe、ω*之間的關(guān)系式為：

式（5）、（18）—（20）組成了一個時變的二階非線性系統(tǒng)，對θL和αω的精確數(shù)值求解非常困難。但如果引入“平均轉(zhuǎn)矩”的概念，則可簡化這一問題的求解。對式（5）等號兩端求積分可得：

其中，Te，ave為電機電磁轉(zhuǎn)矩在[0，T]內(nèi)的平均值；Ts，ave為電機總的阻力矩在[0，T]內(nèi)的平均值，且ωe（0）=0。由式（18），起動加速階段的平均電磁轉(zhuǎn)矩 Te，ave可表示為：

其中，θL，ave為 θL在[0，T]內(nèi)的平均值。

由于轉(zhuǎn)子在起動加速時具有“自平衡”調(diào)節(jié)作用，轉(zhuǎn)子的角速度將緊緊跟隨指令角速度，即：

將式（23）、（24）代入式（22）可得：

式（25）對于選取合適的指令角加速度給出了一個具體的設(shè)計規(guī)則。從式中可以看出，對于大轉(zhuǎn)動慣量或大負(fù)載力矩的電機，指令角加速度應(yīng)盡量設(shè)計得較小，若希望能縮短起動時間，應(yīng)將參考電流設(shè)計得更大，這樣才能保證起動過程平穩(wěn)迅速而不失步。

2.3 狀態(tài)切換過程

在I/F起動階段，當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到一定范圍，利用改進(jìn)滑模觀測器可以準(zhǔn)確估算出轉(zhuǎn)子角位置時，便可考慮切換至基于該觀測器的無位置傳感器閉環(huán)運行階段。但需要注意的是，如果在定子電流矢量與q軸之間的夾角θL不足夠小時，就直接進(jìn)行狀態(tài)切換，會導(dǎo)致q*軸和q軸上的電流幅值不匹配造成的電流和轉(zhuǎn)矩的瞬間波動，不利于電機的穩(wěn)定運行，嚴(yán)重時會引起逆變器的過流保護(hù)。另外，i*q在d軸上有一正的電流分量，這一分量會增強d軸磁場的磁飽和效應(yīng)，從而使電機參數(shù)發(fā)生變化，影響滑模觀測器對位置估算的準(zhǔn)確性。

為了提高永磁同步電機的電流和力矩控制精度，減小電流靜態(tài)誤差和電機轉(zhuǎn)矩脈動，狀態(tài)切換完成后采用一種d、q軸電流完全解耦的控制方法。如圖6所示，dq坐標(biāo)系上的電樞電壓分量由兩部分組成：一部分由參考電流 Iqref、Idref與反饋電流 id、iq之間的偏差經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器后得到，另一部為坐標(biāo)軸解耦的補償量。所以dq坐標(biāo)系上的電樞電壓分量可表示為：

圖6 基于改進(jìn)滑模觀測器的電流完全解耦矢量控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.6 Block diagram of completely-decoupled current vector control based on MSMO

其中，kp為比例系數(shù)；ki為積分系數(shù)。

d、q軸電流完全解耦控制的結(jié)構(gòu)圖如圖7所示。

圖7 交直軸電流完全解耦的矢量控制Fig.7 Vector control with completely-decoupled d-and q-axis currents

結(jié)合式（26）和電機的數(shù)學(xué)模型式（1）、（2）可得：

則有 id=Idref=0、iq=Iqref，從而也實現(xiàn)了 d、q 軸的電流完全解耦控制。需要說明的是，在起動階段由于轉(zhuǎn)速無法準(zhǔn)確估計，不宜采用這種電流完全解耦的方法。實際上，只要將電樞電壓分量中的坐標(biāo)軸解耦補償量去掉即可，如圖3所示。此時式（27）變?yōu)椋?/p>

由式（28）可知，起動階段雖不能實現(xiàn)電流的完全解耦，但因轉(zhuǎn)速ωe較小，所以 id≈Idref=0，iq≈Iqref，即可實現(xiàn)電流的近似解耦控制。電流調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)計可參照文獻(xiàn)[14]中的方法。

3 仿真和實驗結(jié)果

本文實驗所采用的電機為一臺4 kW的表貼式磁懸浮永磁同步電機，電機的部分參數(shù)為：相電阻為0.04ω；交、直軸電感為0.17 mH；相反電勢系數(shù)為4.15 V/（kr·min-1）；一相磁鏈峰值為 0.04 Wb；轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動慣量為0.002522 kg·m2；極對數(shù)為1，額定轉(zhuǎn)速為20000 r/min。

在整個實驗過程中的起動階段，采用電流近似解耦的I/F閉環(huán)控制方式，其控制結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示，在穩(wěn)定運行階段，采用基于改進(jìn)滑模觀測器的無位置傳感器電流完全解耦閉環(huán)控制方式，其控制結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。

3.1 仿真驗證

按照圖3和圖6所示的控制結(jié)構(gòu)框圖，并結(jié)合電機的實際性能參數(shù)搭建MATLAB/Simulink仿真平臺。仿真過程中，將起動電流Iqref設(shè)為1 A，指令角加速度αω設(shè)為6rad/s2，電機阻尼系數(shù)RΩ設(shè)為0.0016 N·m·s，狀態(tài)切換閾值rt設(shè)為0。圖8為I/F起動階段轉(zhuǎn)速為250 r/min時，轉(zhuǎn)子真實的位置和分別采用改進(jìn)滑模觀測器與傳統(tǒng)滑模觀測器估算的轉(zhuǎn)子位置對比圖。可以看出，改進(jìn)滑模觀測器抑制抖振的效果明顯，對轉(zhuǎn)子位置估算精度優(yōu)于傳統(tǒng)滑模觀測器。I/F起動階段至穩(wěn)定運行階段的交軸電流如圖9所示，圖10為這一過程中改進(jìn)滑模觀測器估算的轉(zhuǎn)子角與指令角之間的偏差角。從圖中可以看出，在5.13 s時控制系統(tǒng)從I/F控制方式切換至基于改進(jìn)滑模觀測器的無位置傳感器電流解耦控制方式，且在整個運行階段，交軸電流始終很好地跟隨參考電流值。

圖8 I/F起動階段轉(zhuǎn)速為250 r/min時的轉(zhuǎn)子位置Fig.8 Rotor angle with 250 r/min speed at I/F startup stage

圖11—13分別為I/F起動階段至穩(wěn)定運行階段的相電流、轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置。從相電流波形可以看出，在切換瞬間，電機定子繞組上的電流幾乎沒有受到影響。

圖9 I/F起動階段至穩(wěn)定運行階段的交軸電流Fig.q-axis current from I/F startup stage tostable operation stage

圖10 I/F起動階段至穩(wěn)定運行階段中指令位置角與用改進(jìn)滑模觀測器估算的轉(zhuǎn)子位置角之間的偏差角Fig.10 Deviation between reference angle and MSMO-estimated angle from I/F startup stage to stable operation stage

圖11 I/F起動階段至穩(wěn)定運行階段的相電流Fig.11 Phase current from I/F startup stage to stable operation stage

圖12 I/F起動階段至穩(wěn)定運行階段的速度曲線Fig.12 Speed from I/F startup stage to stable operation stage

圖13 I/F起動階段至穩(wěn)定運行階段的轉(zhuǎn)子位置Fig.13 Rotor angle from I/F startup stage to stable operation stage

3.2 實驗驗證

為進(jìn)一步驗證該起動方法的實用性能，在參數(shù)如前所述的4 kW表貼式磁懸浮永磁同步電機上進(jìn)行了實驗。電機所帶負(fù)載為風(fēng)機負(fù)載，逆變器部分采用三菱公司生產(chǎn)的IPM（PM25RLA120），開關(guān)頻率設(shè)為10 kHz，電機控制芯片選取TI公司的浮點型數(shù)字信號處理器TMS320F28335。電機上裝有的磁編碼器，提供真實的轉(zhuǎn)子位置信息。

圖14為I/F起動過程中狀態(tài)切換之前的q*軸電流和狀態(tài)切換之后的q軸電流。圖中，t1～t4時段為q*軸電流，t4時刻以后為q軸電流；t1～t2時段為轉(zhuǎn)子預(yù)定位階段，t2～t4時段為起動加速階段，在起動加速階段中，設(shè)定指令角速度ω*達(dá)到62.8 rad/s，即圖中t3時刻后，開始對相位差值θ′L進(jìn)行判斷；t4時刻為狀態(tài)切換點，即在這一刻從I/F電流閉環(huán)起動方式過渡到基于改進(jìn)滑模觀測器的無位置傳感器電流解耦控制方式。從圖中可以看出：在t1～t5時段，q*軸電流或q軸電流在參考電流附近小幅波動，且狀態(tài)切換瞬間，由于q軸電流和q*軸電流相匹配，使得電流響應(yīng)迅速、無沖擊；t5時刻以后，由于q軸電流調(diào)節(jié)器輸出達(dá)到飽和，隨著轉(zhuǎn)速的繼續(xù)上升，q軸電流開始下降，直至電磁轉(zhuǎn)矩與負(fù)載轉(zhuǎn)矩達(dá)到平衡，t6時刻以后轉(zhuǎn)速不再上升，q軸電流才逐漸穩(wěn)定下來。

圖14 I/F起動過程的交軸電流波形Fig.14 q-axis current during I/F startup

圖15為整個I/F起動過程的速度上升曲線，從圖中可以看出，在電機的起動加速階段，由于dq坐標(biāo)系與 d*q*坐標(biāo)系間的夾角 θL的平均值 0°＜θL，ave＜90°，所以t1～t4時段的轉(zhuǎn)子加速度小于t4～t5時段的轉(zhuǎn)子加速度。轉(zhuǎn)速上升至3000 r/min時電磁轉(zhuǎn)矩與負(fù)載轉(zhuǎn)矩達(dá)到平衡。

圖15 I/F起動過程的速度曲線Fig.15 Speed curve during I/F startup

圖16為I/F起動過程中用改進(jìn)滑模觀測器估算的轉(zhuǎn)子位置角θest與指令位置角θ*間的差值角θ′L。從圖中可以看到，在電機的預(yù)定位階段和起動加速的初始階段，由于轉(zhuǎn)速非常低，觀測器觀測的位置角出現(xiàn)很大偏差，從而導(dǎo)致差值角θ′L劇烈波動，隨著轉(zhuǎn)速逐漸增加，觀測器觀測的位置角開始穩(wěn)定，差值角θ′L的波動逐漸趨于正常。由于I/F起動“自平衡”的特性，且電機負(fù)載具有一定慣性，所以起動過程中，dq坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)速度時而大于d*q*坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)速度，時而小于d*q*坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)速度，表現(xiàn)為在狀態(tài)切換前的加速階段，差值角θ′L會伴隨一定程度的小幅振蕩。實驗中，轉(zhuǎn)子位置的檢測頻率為10kHz，當(dāng)連續(xù) 100 次檢測到 θ′L＜0.0873 rad（θ′L＜5°）時，立刻進(jìn)行狀態(tài)切換，這一切換點對應(yīng)于圖中的t4時刻。

圖16 I/F起動過程中改進(jìn)滑模觀測器估算的轉(zhuǎn)子角與指令角之間的偏差角Fig.16 Deviation between reference angle and MSMO-estimated angle during I/F startup

圖17為I/F起動過程的相電流波形，從圖中可以看出，在電機起動的整個階段，相電流可控且沒有出現(xiàn)很大的波動，由于切換瞬間轉(zhuǎn)子交軸電流無變化，所以過渡過程平穩(wěn)，無電流和轉(zhuǎn)矩脈動帶來的沖擊。

圖17 I/F起動過程的相電流波形Fig.17 Phase current during I/F startup

圖18為I/F起動過程中角速度達(dá)到62.8 rad/s時估算的轉(zhuǎn)子位置與真實轉(zhuǎn)子位置對比圖，從圖中可以看出，當(dāng)電機轉(zhuǎn)速達(dá)到600 r/min時，改進(jìn)滑模觀測器即可準(zhǔn)確地估算出轉(zhuǎn)子位置。

圖18 I/F起動過程中，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速達(dá)到600 r/min時估算的轉(zhuǎn)子位置與真實的轉(zhuǎn)子位置Fig.18 Estimated and actual rotor angles when rotor speed reaches 600 r/min during I/F startup

4 結(jié)論

本文提出了一種基于改進(jìn)滑模觀測器的永磁同步電機無位置傳感器I/F起動策略。其特點是在電流調(diào)節(jié)器和指令角加速度的作用下，使電機加速起動，且起動電流受參考值的約束。這種起動方式相比于傳統(tǒng)的V/F起動方式，起動電流小，能有效避免過流的產(chǎn)生，且有著更高的功率因數(shù)，I/F起動時的“自平衡”特性也使得這種起動方式本身具有更好的抗負(fù)載擾動能力。I/F起動至無位置傳感器電流解耦穩(wěn)定運行間的狀態(tài)切換時刻通過觀測器估計的位置角與指令位置角之間的偏差角θ′L來確定，這樣處理使得過渡過程非常平穩(wěn)，無電流和轉(zhuǎn)矩脈動沖擊。