室內(nèi)環(huán)境下共用收發(fā)天線同時(shí)同頻全雙工自干擾信道測(cè)量與建模

吳翔宇，沈 瑩，唐友喜，周 娟，肖勢(shì)川

（1.電子科技大學(xué)通信抗干擾技術(shù)國家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川成都610054；2.成都信息工程學(xué)院，四川成都610103；3.成都泰瑞通信設(shè)備檢測(cè)有限公司，四川成都611731）

室內(nèi)環(huán)境下共用收發(fā)天線同時(shí)同頻全雙工自干擾信道測(cè)量與建模

吳翔宇1，沈 瑩1，唐友喜1，周 娟2，肖勢(shì)川3

（1.電子科技大學(xué)通信抗干擾技術(shù)國家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川成都610054；2.成都信息工程學(xué)院，四川成都610103；3.成都泰瑞通信設(shè)備檢測(cè)有限公司，四川成都611731）

同時(shí)同頻全雙工技術(shù)因能獲得更高的信道容量及頻譜利用率而得到人們的關(guān)注。目前，對(duì)單天線收發(fā)全雙工自干擾信道特性的研究尚未見到。針對(duì)此現(xiàn)狀，采用基于網(wǎng)絡(luò)分析儀的信道測(cè)量平臺(tái)，對(duì)室內(nèi)環(huán)境下2.6 GHz共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道進(jìn)行測(cè)量與分析。得到了均方根時(shí)延擴(kuò)展與相關(guān)帶寬的統(tǒng)計(jì)模型。分析了天線饋線長(zhǎng)度與損耗對(duì)自干擾信道的均方根時(shí)延擴(kuò)展造成的影響。結(jié)果表明，均方根時(shí)延擴(kuò)展服從對(duì)數(shù)正態(tài)分布；相關(guān)帶寬大致服從正態(tài)分布；相關(guān)帶寬與均方根時(shí)延擴(kuò)展基本成反比關(guān)系；均方根時(shí)延擴(kuò)展隨著天線饋線長(zhǎng)度的增加而增加。

2.6 GHz；信道測(cè)量；室內(nèi)環(huán)境；同時(shí)同頻全雙工；自干擾信道；共用收發(fā)天線

0 引 言

同時(shí)同頻全雙工（co-frequency co-time full duplex，CCFD）技術(shù)能在同一頻段上同時(shí)收發(fā)數(shù)據(jù)，與時(shí)分雙工、頻分雙工方式相比，能夠獲得更高的信道容量及頻譜利用率。在頻譜資源異常緊張的今天，日益受到人們的關(guān)注［1］。

全雙工通信系統(tǒng)目前在結(jié)構(gòu)上主要采用兩種方式［2］：一種是收發(fā)天線分離，一種是共用收發(fā)天線。共用收發(fā)天線的全雙工系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，收／發(fā)天線通過一個(gè)三端口路由選擇裝置（three port routing device）與收／發(fā)單元相連，目前研究共用收發(fā)天線的全雙工的文獻(xiàn)中，三端口路由選擇裝置一般采用的是環(huán)形器。由于環(huán)形器端口之間不具有互易性，因此可以將同時(shí)同頻的發(fā)射信號(hào)與接收信號(hào)進(jìn)行分離，從而使全雙工系統(tǒng)達(dá)到共用天線的目的。采用共用收發(fā)天線的結(jié)構(gòu)相對(duì)于收發(fā)天線分離的系統(tǒng)，可以減少收發(fā)天線的數(shù)目。另外，自干擾信號(hào)的能量主要集中在系統(tǒng)的天線端口的反射信號(hào)與環(huán)形器的泄漏信號(hào)上［5］，天線端口的反射信號(hào)與環(huán)形器的泄露信號(hào)經(jīng)線纜或器件傳輸，便于確定（可以定量計(jì)算或者測(cè)量），因此利于降低接收機(jī)射頻干擾抵消的復(fù)雜度。

全雙工技術(shù)研究的核心就是自干擾信號(hào)的消除，目前普遍采用射頻域自干擾消除與數(shù)字域自干擾消除相結(jié)合的方式對(duì)自干擾信號(hào)進(jìn)行抑制。一些研究機(jī)構(gòu)如美國加州大學(xué)［3］、萊斯大學(xué)［4］、斯坦福大學(xué)［56］、電子科技大學(xué)［7］等在2011～2014年相繼進(jìn)行了CCFD技術(shù)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，從實(shí)驗(yàn)結(jié)果上看，目前總體抑制能力最好可達(dá)110 dB左右［5］。

全雙工自干擾信道的傳播特性是研究全雙工自干擾信號(hào)消除的基礎(chǔ)。目前針對(duì)收發(fā)天線分離的全雙工自干擾信道模型的有一些研究［8］，然而尚無文獻(xiàn)針對(duì)共用收發(fā)天線的全雙工自干擾信道的傳播特性進(jìn)行研究。

共用收發(fā)天線同時(shí)同頻全雙工通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。本文對(duì)2.5～2.7 GHz頻段，采用網(wǎng)絡(luò)分析儀搭建的頻域測(cè)量平臺(tái)，對(duì)室內(nèi)共用收發(fā)天線CCFD的自干擾信道進(jìn)行了測(cè)量，分析得到了均方根（root-mean-square，RMS）時(shí)延擴(kuò)展與相關(guān)帶寬的統(tǒng)計(jì)模型，并對(duì)天線饋線對(duì)RMS時(shí)延擴(kuò)展的影響進(jìn)行研究。

圖1 單天線全雙工無線通信示意圖

1 測(cè)量平臺(tái)與測(cè)量場(chǎng)景

室內(nèi)環(huán)境2.6 GHz共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的傳輸特性參數(shù)通過信道測(cè)量得到。本節(jié)詳細(xì)介紹了測(cè)量過程所使用到的無線信道測(cè)量平臺(tái)，并對(duì)所測(cè)量的場(chǎng)景與測(cè)量過程進(jìn)行描述。

1.1 測(cè)量平臺(tái)

本文所進(jìn)行的測(cè)量是在頻域進(jìn)行的，測(cè)量系統(tǒng)如圖2所示，包括一臺(tái)矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（vector network analyzer，VNA）RS-ZNB8，一個(gè)環(huán)形器，一個(gè)4 d Bi的全向天線。環(huán)形器功率流方向?yàn)槎丝?→端口2→端口3→端口1。VNA的發(fā)射端口與環(huán)形器的端口1相連，發(fā)射信號(hào)的功率為10 d Bm，掃頻范圍為2.5～2.7 GHz，掃頻間隔為1 MHz，環(huán)形器的端口2與天線相連，端口3接VNA的輸入端。測(cè)試過程中每次掃頻時(shí)間間隔為1 s。測(cè)試的頻率響應(yīng)通過以太網(wǎng)口存儲(chǔ)到計(jì)算機(jī)。為了將真實(shí)的多徑分量與噪聲區(qū)分，需要確定噪聲門限。為此，選取了大約500個(gè)功率時(shí)延譜（power delay profile，PDP）樣本，去除25%的功率最大值與25%的功率最小值，然后進(jìn)行平均［10］。

圖2 信道測(cè)量平臺(tái)

1.2 測(cè)量場(chǎng)景及測(cè)量過程

測(cè)試地點(diǎn)選擇信息產(chǎn)業(yè)有線通信產(chǎn)品質(zhì)檢中心（成都）3樓的3個(gè)房間A，B，C與一條走廊D，如圖3所示。其中A房間選取81個(gè)測(cè)試點(diǎn)，B房間選取52個(gè)測(cè)試點(diǎn)，C房間選取66個(gè)測(cè)試點(diǎn)，走廊D選取90個(gè)測(cè)試點(diǎn)。房間內(nèi)有一些木制與鐵制家具。

圖3 測(cè)試場(chǎng)景及平面圖

在測(cè)試過程中，天線高度h分別設(shè)置為1 m，1.7 m，2.5 m。測(cè)量時(shí)，把天線置于測(cè)試點(diǎn)上，每次測(cè)試將天線置于不同的高度，測(cè)試完成后，將天線移至下一測(cè)試點(diǎn)進(jìn)行測(cè)試。另外，天線饋線會(huì)對(duì)全雙工自干擾信道產(chǎn)生影響，為了分析這種影響，在A房間的測(cè)試過程中，針對(duì)每個(gè)測(cè)試位置分別選取饋線長(zhǎng)度L＝0 m（天線直接與環(huán)形器相連）與L＝1.5 m兩種情況進(jìn)行測(cè)量。

VNA測(cè)量的S參數(shù)S21作為共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的傳遞函數(shù)。201個(gè)單頻信號(hào)的頻點(diǎn)均勻分布在2.5～2.7 GHz的帶寬內(nèi)。因此，最小時(shí)延分辨率為5 ns，最大可測(cè)量時(shí)延擴(kuò)展為1μs。為了降低噪聲影響，取10次測(cè)量的平均值作為該次測(cè)量的數(shù)據(jù)。一次測(cè)量持續(xù)幾秒鐘的時(shí)間，在測(cè)量期間天線附近無人走動(dòng)，以使信道不變。

2 信道特性分析度量及測(cè)試數(shù)據(jù)處理及分析

2.1 RMS時(shí)延擴(kuò)展

自干擾信道的RMS時(shí)延擴(kuò)展是衡量全雙工自干擾信道傳播特性的一個(gè)重要的參數(shù)，其與自干擾信道的PDP有關(guān)。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果來看，不同的饋線長(zhǎng)度之間自干擾信道的PDP存在較大的差異，這種差異對(duì)研究自干擾消除的方式具有重要的影響。本節(jié)首先對(duì)不同饋線長(zhǎng)度下的PDP之間的差異的原因進(jìn)行分析，然后分析了饋線對(duì)共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的RMS時(shí)延擴(kuò)展的影響，最后針對(duì)不同場(chǎng)景RMS時(shí)延擴(kuò)展給出了相應(yīng)的統(tǒng)計(jì)結(jié)果。

2.1.1 時(shí)延功率譜

在室內(nèi)空間任意一點(diǎn)，共用收發(fā)天線CCFD自干擾信道h（t，τ）可以用沖激響應(yīng)建模，表示為

式中，t表示為沖擊的觀測(cè)時(shí)間；τ為沖擊的應(yīng)用時(shí)間；I為多徑數(shù)；τi（t）為第i條徑到達(dá)時(shí)間；ai（t）為第i條徑的幅度；θi（t）為第i條徑的相位；δ為狄拉克函數(shù)。

本文采用的測(cè)量方法是頻域測(cè)量。頻率響應(yīng)函數(shù)Y（f）通過逆傅里葉變換（inverse discrete Fourier tronsform，IDFT），得到時(shí)域沖擊響應(yīng)為

式中，H（f）是2.5～2.7 GHz信道的頻率響應(yīng)函數(shù)；w（f）為窗函數(shù)，用來降低頻譜的泄漏［11］。本文w（f）采用Hanning窗，其旁瓣抑制達(dá)43 dB，相對(duì)于矩形窗主瓣時(shí)延展寬1.4倍［12］。

時(shí)域沖擊響應(yīng)h（τ）模值的平方就是時(shí)延功率譜P（τ）［13］，表示為

圖4是在A房間測(cè)試得到當(dāng)饋線長(zhǎng)度L＝0 m（天線直接與環(huán)形器相連）與L＝1.5 m時(shí)，不同位置下的PDP。從圖4可以看出，當(dāng)饋線長(zhǎng)度不同時(shí)，其PDP有比較大的差異。當(dāng)L＝0 m時(shí)（天線直接與環(huán)形器的2端口相連），只有1條比較明顯的主徑。當(dāng)L＝1.5 m時(shí)，可以看出有2條比較明顯的主徑。這是由于發(fā)射信號(hào)經(jīng)過環(huán)形器后，VNA的接收端接收的信號(hào)主要由3部分組成。第1部分是發(fā)射信號(hào)經(jīng)環(huán)形器泄漏到接收端的泄漏徑，泄漏徑是由于環(huán)形器的自身特性以及環(huán)形器與天線之間的饋線的阻抗失配造成的。第2部分是天線反射徑，天線反射徑是由于天線與饋線之間的阻抗失配而導(dǎo)致發(fā)射信號(hào)的部分能量反射回接收端造成的。第3部分是空間反射徑，空間反射徑是由于信號(hào)經(jīng)天線發(fā)射到周圍空間并經(jīng)障礙物反射回接收端造成的。當(dāng)L＝0 m時(shí)，天線反射徑與泄漏徑幾乎同時(shí)最先到達(dá)接收端，這2條徑相互疊加，因此在圖4（a）中只有1條比較明顯的主徑。當(dāng)L＝1.5 m時(shí)，天線反射徑由于經(jīng)過饋線造成一定的延遲，因此到達(dá)接收端的時(shí)間要比泄漏徑要遲。這也是圖4（b）中有2條主徑的原因。

圖4 A房間不同饋線長(zhǎng)度下的PDP

2.1.2 饋線對(duì)RMS時(shí)延擴(kuò)展的影響

饋線長(zhǎng)度會(huì)對(duì)自干擾信道產(chǎn)生影響，進(jìn)而影響RMS時(shí)延擴(kuò)展。

RMS時(shí)延擴(kuò)展定義為時(shí)延功率譜的二階中心矩，計(jì)算公式［13］為

式中

式中，P（τk）是第k條路徑分量的功率；τk是對(duì)應(yīng)的時(shí)延。

當(dāng)饋線長(zhǎng)度L＝0 m時(shí)，在某一位置的RMS時(shí)延擴(kuò)展τ′rms可寫成

式中，P（τ′k）是當(dāng)L＝0 m時(shí)第k條路徑分量的功率；τ′k是對(duì)應(yīng)的時(shí)延。

當(dāng)L＝l m時(shí)，在同一位置的RMS時(shí)延擴(kuò)展τ″rms可寫成

式中，P（τ″k）是當(dāng)L＝l m時(shí)第k條路徑分量的功率；τ″k是對(duì)應(yīng)的時(shí)延。

一般來說，泄漏徑到達(dá)時(shí)間要比其他徑的到達(dá)時(shí)間要早，因此在式（6）和式（7）中，P（τ′1），τ′1與P（τ″1），τ″1分別為L(zhǎng)＝0 m與L＝l m時(shí)泄露徑的功率與到達(dá)時(shí)間。這里將泄漏徑的到達(dá)時(shí)間作為起始點(diǎn)［14］，τ′1＝τ″1＝0。另外，泄露徑的功率與環(huán)形器的隔離度相關(guān)。環(huán)形器的隔離度不僅與其自身特性相關(guān)，而且與環(huán)形器和天線之間的饋線的阻抗失配相關(guān)［15］。如果忽略L＝0 m與L＝l m時(shí)外接饋線對(duì)環(huán)形器端口2的阻抗引起的變化，則在同一測(cè)試位置，周圍環(huán)境不變的情況下，P（τ′1）＝P（τ″1）。假定長(zhǎng)度L＝l m的饋線產(chǎn)生的延遲為τ0，損耗為PL。則L＝l m時(shí)的天線反射徑與空間反射徑到達(dá)的時(shí)延要比L＝0 m時(shí)滯后2τ0，損耗為PL2，即當(dāng)k≥2時(shí)，τ″k＝τ′k+2τ0，P（τ″k）＝P（τ′k）×PL2。

式（6）可寫為

式（7）可寫為

令

將式（10）和式（11）代入式（9）可得到

為了驗(yàn)證上述分析，分別在A房間內(nèi)選取243個(gè)測(cè)試點(diǎn)（81個(gè)不同位置×3個(gè)天線高度（1 m，1.7 m，2.5 m））。在饋線長(zhǎng)度L＝0 m與L＝1.5 m兩種情況進(jìn)行測(cè)量。當(dāng)L＝0 m時(shí)，τrms＝2.54～2.94 ns，γ＝0.52～0.55，ˉτ＝2.59～2.97 ns，τ0≈6.4 ns，PL＝－2.5 d B，經(jīng)計(jì)算τ″rms＝7.80～8.04 ns。實(shí)測(cè)結(jié)果τ″rms＝7.25～8.08 ns。從測(cè)量結(jié)果可以看出，理論分析的結(jié)果與測(cè)試結(jié)果基本相符。

2.1.3 RMS時(shí)延擴(kuò)展的統(tǒng)計(jì)結(jié)果

利用采集到的測(cè)試點(diǎn)的PDP，根據(jù)式（4）計(jì)算出每次測(cè)量的RMS時(shí)延擴(kuò)展τrms。圖5為房間A場(chǎng)景下的L＝0 m與L＝1.5 m時(shí)的τrms的累積概率密度曲線。

對(duì)不同的場(chǎng)景得到的測(cè)試的樣本采用柯爾莫洛夫－斯米爾洛夫（Kolmogorov-Smirnov，K-S）檢驗(yàn)來分析是否符合對(duì)數(shù)正態(tài)分布。其顯著性水平值P如表1與表2所示。從結(jié)果可以看出，對(duì)應(yīng)于不同場(chǎng)景，其RMS時(shí)延擴(kuò)展的概率分布可以與對(duì)數(shù)正態(tài)分布較好的進(jìn)行擬合。

因此，共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的τrms可用對(duì)數(shù)正態(tài)分布來建模，表示為

式中，τrms（L）為在饋線長(zhǎng)度為L(zhǎng)時(shí)的RMS時(shí)延擴(kuò)展；X（L）為服從N（μ，σ2）的正態(tài)分布的隨機(jī)變量；μ為X（L）的均值；δ為X（L）的標(biāo)準(zhǔn)差。表1與表2分別是不同場(chǎng)景下RMS時(shí)延擴(kuò)展統(tǒng)計(jì)表。從結(jié)果可以看出，當(dāng)饋線長(zhǎng)度增加時(shí)，其τrms的均值也相應(yīng)增加。

圖5 房間A場(chǎng)景下RMS時(shí)延擴(kuò)展累積概率分布及擬合曲線

表1 L＝0 m與L＝1.5 m時(shí)，房間A場(chǎng)景下的RMS時(shí)延擴(kuò)展統(tǒng)計(jì)表

表2 L＝0時(shí)，不同場(chǎng)景下的RMS時(shí)延擴(kuò)展統(tǒng)計(jì)表

另外，天線高度對(duì)于RMS時(shí)延擴(kuò)展有一定的影響。但是隨著饋線長(zhǎng)度的增加，這種影響逐漸減小。當(dāng)L＝0 m時(shí)，從圖5（a）可以看出，在天線高度為2.5 m的情況下，RMS時(shí)延擴(kuò)展的均值偏小。這是由于當(dāng)L＝0 m時(shí)，泄露徑與天線反射徑的到達(dá)時(shí)間幾乎相同，如圖4（a）所示，這時(shí)影響RMS時(shí)延擴(kuò)展的主要是空間反射徑。當(dāng)天線高度較低時(shí)（h＝1 m與h＝1.7 m），周圍的反射物要比h＝2.5 m（當(dāng)h＝2.5 m時(shí)，天線高度接近天花板的高度）要多，空間反射徑也要比h＝2.5 m豐富。因此，RMS時(shí)延擴(kuò)展相對(duì)偏小。當(dāng)L＝1.5 m時(shí)，天線反射徑與泄露徑分離，如圖4（b）所示，影響RMS時(shí)延擴(kuò)展不僅有空間反射徑，還有天線反射徑，由于天線反射徑的功率相對(duì)空間反射徑要大得多，這時(shí)，空間反射徑對(duì)RMS時(shí)延擴(kuò)展的影響退居次要地位，周圍反射物對(duì)RMS時(shí)延擴(kuò)展的影響相對(duì)減弱，因此天線高度對(duì)RMS時(shí)延的影響相對(duì)較弱，如圖5（b）所示，其均值隨天線高度的變化不是非常明顯。

2.2 相關(guān)帶寬

相關(guān)帶寬反映了頻率響應(yīng)不發(fā)生顯著變化的范圍。相關(guān)帶寬是由信道頻率響應(yīng)的復(fù)自相關(guān)函數(shù)得到［17］。任意位置x的信道頻率響應(yīng)的復(fù)自相關(guān)函數(shù)R（Δf，x）可由式（14）計(jì)算：

3 dB相關(guān)帶寬B0.5定義為

式中，k＝0.5。圖6為一測(cè)試點(diǎn)頻率響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)。

圖6 頻率響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)

2.2.1 相同場(chǎng)景下，不同饋線長(zhǎng)度的相關(guān)帶寬的比較

根據(jù)式（1）和式（2）計(jì)算每個(gè)測(cè)試點(diǎn)的自干擾信道的相關(guān)帶寬，其中房間A場(chǎng)景的相關(guān)帶寬的累積分布函數(shù)如圖（7）所示。采用K-S檢驗(yàn)對(duì)測(cè)試數(shù)據(jù)的累積分布與對(duì)數(shù)正態(tài)分布的擬合優(yōu)度進(jìn)行分析，其顯著性水平值P值［21］如表3所示。從表3的結(jié)果可以看出不同場(chǎng)景的相干帶寬基本上符合正態(tài)分布。

一般來說，相關(guān)帶寬與RMS時(shí)延擴(kuò)展之間存在反比關(guān)系［18-19］，即

為了驗(yàn)證上述結(jié)論，將房間A內(nèi)當(dāng)L＝0 m與L＝1.5 m時(shí)的每個(gè)測(cè)試點(diǎn)所得到的RMS時(shí)延擴(kuò)展τrms與相干帶寬B0.5用最小二乘法進(jìn)行擬合，得到a＝7.51。測(cè)試數(shù)據(jù)與擬合曲線如圖8所示。為了檢驗(yàn)擬合的性能，采用相關(guān)指數(shù)R2進(jìn)行擬合優(yōu)度分析，即

式中，Yi為B0.5的實(shí)測(cè)值；?Yi為通過式（16）計(jì)算得到的B0.5的理論值；ˉY為Yi的均值。根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)得到R2＝0.993 7，由此可以看出，相關(guān)帶寬與RMS時(shí)延擴(kuò)展之間存在較好的反比關(guān)系。

圖7 房間A內(nèi)L＝0 m與L＝1.5 m時(shí)的相關(guān)帶寬的累積概率分布及擬合曲線

圖8 B0.5與τrms之間的關(guān)系

表3 房間A內(nèi)L＝0 m與L＝1.5 m時(shí)的相關(guān)帶寬B0.5的統(tǒng)計(jì)結(jié)果

信道的時(shí)延擴(kuò)展控制了頻率相干［20］，饋線長(zhǎng)度的變化會(huì)對(duì)自干擾信道的時(shí)延擴(kuò)展產(chǎn)生影響，繼而影響相干帶寬。從表3可以看出，隨著饋線長(zhǎng)度的增加，相干帶寬逐漸減少。當(dāng)饋線長(zhǎng)度L＝0 m時(shí)，自干擾信道的3 dB相關(guān)帶寬是在47.78～50.88 MHz之間，當(dāng)饋線長(zhǎng)度增加到L＝1.5 m時(shí)，其相關(guān)帶寬減小到17.29～18.50 MHz的范圍內(nèi)。另外，相關(guān)帶寬與RMS時(shí)延擴(kuò)展之間互為反比例關(guān)系，這種關(guān)系與一些傳統(tǒng)的有用信道的測(cè)量的結(jié)果相似［1819］。

2.2.2 不同場(chǎng)景下相關(guān)帶寬的比較

表4為不同場(chǎng)景下L＝0 m時(shí)的自干擾信道相關(guān)帶寬的統(tǒng)計(jì)結(jié)果。對(duì)測(cè)試所得的樣本進(jìn)行K-S檢驗(yàn)，結(jié)果顯示相關(guān)帶寬基本上服從正態(tài)分布。K-S檢驗(yàn)的顯著性水平值P如表4所示。

表4 L＝0 m時(shí)，不同場(chǎng)景下的相關(guān)帶寬B0.5統(tǒng)計(jì)表

從表4可以看出，在饋線長(zhǎng)度L＝0的情況下，不同的環(huán)境，其相關(guān)帶寬的均值有所不同。另外相干帶寬的標(biāo)準(zhǔn)差也不盡相同，相干帶寬的標(biāo)準(zhǔn)差反映的是相干帶寬的波動(dòng)大小，走廊環(huán)境的相干帶寬的波動(dòng)最大，從圖3測(cè)試平面圖可以看出，走廊環(huán)境并不十分規(guī)則，不同測(cè)試區(qū)域的周圍的反射體分布變化比較大，可能會(huì)對(duì)相干帶寬影響較大。

3 共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的特殊性

共用收發(fā)天線全雙工系統(tǒng)由于采用了環(huán)形器對(duì)收發(fā)信號(hào)進(jìn)行隔離，其自干擾信道與收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道有著比較大的差異。本節(jié)將主要闡述共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的特殊性，并且將其與另外兩種信道的主要參數(shù)進(jìn)行對(duì)比，如表5所示。

表5 共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道與其他信道比較

其中，一般的室內(nèi)信道統(tǒng)計(jì)參數(shù)來自WinnerⅡ［19］，收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道統(tǒng)計(jì)參數(shù)來自文獻(xiàn)［8］。共用收發(fā)天線全雙工信道特殊性主要有以下幾點(diǎn)：

（1）共用收發(fā)天線全雙工系統(tǒng)由于采用環(huán)形器來實(shí)現(xiàn)共用收發(fā)天線，其一部分自干擾信號(hào)經(jīng)由天線端口反射以及環(huán)形器泄漏到達(dá)接收端，另一部分自干擾信號(hào)經(jīng)由空間反射并通過天線饋線、環(huán)形器到達(dá)接收端，因此共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道特性不僅與周圍環(huán)境有關(guān)，而且與天線、天線饋線與環(huán)形器等器件的特性相關(guān)。而收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道則不存在這種情況。

（2）共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的主徑分別為泄露徑與天線反射徑。隨著饋線長(zhǎng)度的增加，泄露徑與天線反射徑的時(shí)間間隔逐漸增大。另外泄露徑與天線反射徑相對(duì)比較穩(wěn)定，其幅度不隨測(cè)試位置的變化而改變。而對(duì)于收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道來說則不具有這種特點(diǎn)。

（3）共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的RMS時(shí)延擴(kuò)展隨著饋線長(zhǎng)度的增加而增加，在饋線長(zhǎng)度一定的情況下其分布主要服從對(duì)數(shù)正態(tài)分布。這一點(diǎn)與收發(fā)天線分離自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道不同。

4 結(jié) 論

本文針對(duì)室內(nèi)場(chǎng)景，在2.6 GHz頻段上對(duì)共用收發(fā)天線CCFD自干擾信道進(jìn)行了研究。分析了不同饋線長(zhǎng)度下的PDP的差異，研究了饋線對(duì)共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的RMS時(shí)延擴(kuò)展的影響，并針對(duì)L＝0時(shí)的均方時(shí)延擴(kuò)展給出了相應(yīng)的統(tǒng)計(jì)模型，統(tǒng)計(jì)結(jié)果表明RMS時(shí)延擴(kuò)展服從對(duì)數(shù)正態(tài)分布。然后對(duì)不同場(chǎng)景下的相干帶寬進(jìn)行比較，結(jié)果顯示相干帶寬服從正態(tài)分布，相干帶寬與RMS時(shí)延擴(kuò)展之間為反比關(guān)系。這些結(jié)果為深入研究CCFD系統(tǒng)的自干擾消除方式奠定基礎(chǔ)。

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Measurement and modeling of co-time co-frequency single antenna full-duplex self-interference channel in indoor environment

WU Xiang-yu1，SHEN Ying1，TANG You-xi1，ZHOU Juan2，XIAO Shi-chuan3
（1.National Key Lab of Science and Technology on Communications，University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu，610054，China；2.Chengdu University of Information Technology，Chengdu，610103，China；3.Chengdu Tairui Telecommunication Equipment Test Co.，Ltd，Chengdu 611731，China）

The utilization of the spectrum can be improved by using the technologies of co-time co-frequency fullduplex（CCFD）in theory，which has attracted many attentions by researchers.Measurements and characterizations are rarely involved at indoor single antenna self-interference channel of CCFD.Measurements and analyses are performed at 2.6 GHz under typical indoor environment with channel sounder based on vector network analyzer.By analyzing the measurement data，the empirical channel characteristics such as the RMS delay spread and the coherence bandwidth have been extracted.The impacts of the feed line of antenna on the root-mean-square（RMS）delay are studied.Results show that the statistics of RMS delay follow lognormal distribution.The RMSdelay increases with increasing the length of the feed line.The statistics of coherence bandwidth follow normal distribution.It has been confirmed that an inverse relation between the coherence bandwidth and the RMS delay spread.

2.6 GHz；channel measurement；indoor environment；co-time co-frequency full-duplex（CCFD）；self-interference channel；single antenna

TN 929.5 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A DOI：10.3969／j.issn.1001-506X.2015.09.29

吳翔宇（1979-），男，工程師，博士研究生，主要研究方向?yàn)橥瑫r(shí)同頻全雙工通信技術(shù)。

E-mail：wuxiangyu2046＠189.cn.

沈 瑩（1980-），男，副教授，博士，主要研究方向?yàn)闊o線通信系統(tǒng)。

E-mail：shenying＠uestc.edu.cn.

唐友喜（1964-），男，教授，博士，主要研究方向?yàn)橐苿?dòng)通信。

E-mail：tangyx＠uestc.edu.cn.

周 娟（1984-），女，博士，主要研究方向?yàn)樾盘?hào)處理、認(rèn)知無線電通信。

E-mail：zhoujuanbsh＠qq.com

肖勢(shì)川（1979-），男，工程師，主要研究方向?yàn)橥ㄐ艤y(cè)試技術(shù)通信。

E-mail：xiaoshichuan＠cdtr-lab.cn

1001-506X（2015）09-2148-08

2014-10-21；

2014-11-26；網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版日期：2015-04-03。

網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版地址：http：／／www.cnki.net／kcms／detail／11.2422.TN.20150403.1340.005.html

國家自然科學(xué)基金課題（61201126，61271164，61471108）；國家重大專項(xiàng)（2014ZX03003001-002）；國家高技術(shù)研究發(fā)展計(jì)劃（863計(jì)劃）（2014AA01A704，2014AA01A706）資助課題