一種通用型電能質(zhì)量控制器

李衛(wèi)東，荊凱華，孫峰峰，閻貴東

（1.深圳市今朝時(shí)代新能源技術(shù)有限公司，廣東 深圳 518071；2.強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華中科技大學(xué)），湖北 武漢 430074）

0 引 言

隨著電力電子技術(shù)以及PWM控制技術(shù)的成熟，電能質(zhì)量控制器已經(jīng)進(jìn)入實(shí)用階段，并在治理電網(wǎng)諧波污染和無(wú)功補(bǔ)償?shù)阮I(lǐng)域方面發(fā)揮越來(lái)越重要的作用［1－7］，迄今為止，已有眾多拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)被提出，而任何簡(jiǎn)單或復(fù)雜的電能質(zhì)量控制器對(duì)系統(tǒng)的作用都可簡(jiǎn)化為受控源。諧波抑制和無(wú)功補(bǔ)償目標(biāo)隨不同應(yīng)用場(chǎng)合而不同，但一般以抑制非線性負(fù)載產(chǎn)生的諧波電流對(duì)電網(wǎng)支路的污染和電網(wǎng)的諧波電壓對(duì)負(fù)載的影響為目的。從等效電路的觀點(diǎn)來(lái)看，可采用的技術(shù)途徑有［8－10］：①增大網(wǎng)側(cè)等效諧波阻抗；②減小濾波支路等效諧波阻抗。本文將增大網(wǎng)側(cè)等效諧波阻抗與減小濾波支路等效諧波阻抗結(jié)合起來(lái)，提出一種通用型電能質(zhì)量控制器，這種電能質(zhì)量控制器采用一種新的控制方案來(lái)增強(qiáng)濾波器的性能，兼具“疏導(dǎo)”和“隔離”諧波的作用，同時(shí)還可以進(jìn)行動(dòng)態(tài)無(wú)功補(bǔ)償?shù)南敕?。本文從電能質(zhì)量控制器的最佳濾波效果角度考慮，對(duì)主要組成部分的參數(shù)設(shè)計(jì)和性能進(jìn)行了研究，形成了一整套并聯(lián)混合型電能質(zhì)量控制器的設(shè)計(jì)方法，并在MATLAB仿真中得以驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了新型通用型電能質(zhì)量控制器的可行性。

1 系統(tǒng)工作原理

通用型電能質(zhì)量控制器的單相原理電路如圖1所示，電能質(zhì)量控制器通過(guò)與聯(lián)結(jié)電抗串聯(lián)，然后并入電網(wǎng)。本文采用了一種復(fù)合控制方法，它同時(shí)檢測(cè)系統(tǒng)側(cè)諧波電流波形和系統(tǒng)基波電壓波形，將有源濾波器控制成如式（1）所表示的受控電壓源。

式中，Ish和U1分別為系統(tǒng)側(cè)諧波電流分量和系統(tǒng)基波電壓；KS、Ku為各自獨(dú)立的控制系數(shù)，其物理含義為可控阻抗。由疊加定理，對(duì)于基波和諧波分別討論有源部分對(duì)諧波而言可等效成一諧波電阻，而對(duì)工頻電路而言可近似等效為一可調(diào)電抗。采用這種復(fù)合控制方法時(shí)，2個(gè)控制系數(shù)KS和Ku是完全解耦的，因此，可以根據(jù)需要對(duì)兩個(gè)系數(shù)進(jìn)行完全獨(dú)立無(wú)功和諧波補(bǔ)償，從而獲得滿(mǎn)意的控制效果。聯(lián)結(jié)電抗ZL的作用是通過(guò)控制Ku來(lái)對(duì)系統(tǒng)中無(wú)功功率進(jìn)行快速的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，兼濾除逆變器電流的主要開(kāi)關(guān)諧波成份。此方案中ZL與電能質(zhì)量控制器是作為一個(gè)整體并聯(lián)接入電網(wǎng)的。

圖1 通用型電能質(zhì)量控制器的單相原理電路

2 控制參數(shù)分析和設(shè)計(jì)

圖2給出了控制方式的系統(tǒng)組成框圖。在電能質(zhì)量控制器裝置中，通常采用零磁通工作原理的Hall電流傳感器作為電流檢測(cè)器件。在一定的電流范圍內(nèi)，Hall電流傳感器構(gòu)成的電流反饋環(huán)節(jié)可當(dāng)作比例環(huán)節(jié)來(lái)處理。

圖2 通用型電能質(zhì)量控制器的控制框圖

諧波電流的檢測(cè)環(huán)節(jié)是一個(gè)直接影響到電能質(zhì)量控制器效果的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。而諧波電流的檢測(cè)環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)與諧波提取的方式有關(guān)。本文采用二階函數(shù)作為低通濾波器的瞬時(shí)檢測(cè)法來(lái)提取諧波時(shí)，諧波電流檢測(cè)環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)A（s）可以表示為

檢測(cè)電路的整體性能取決于低通濾波器的設(shè)計(jì)，它們不僅決定檢測(cè)的穩(wěn)態(tài)精度，而且決定著檢測(cè)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。為了減小測(cè)得的基波電流紋波，濾波器應(yīng)該選取較低的轉(zhuǎn)折頻率ω0。但為提高檢測(cè)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率ω0又應(yīng)該選取較高，一般取為電網(wǎng)頻率的十分之一即可滿(mǎn)足精度和速度的兩方面要求。忽略邊頻帶和死區(qū)的影響，脈寬調(diào)制中的調(diào)制比為M，逆變器直流母線電壓為Ud，則逆變器輸出電壓的基波分量幅值為MUd，三角載波幅值為Ut時(shí)，脈寬調(diào)制的放大系數(shù)Kpwm＝Ud／Ut，由此非線性的電壓型PWM逆變器近似為一個(gè)純滯后的放大環(huán)節(jié)，放大系數(shù)為Kpwm。故Gv（s）為一延時(shí)環(huán)節(jié)，它近似表示為一階慣性環(huán)節(jié)［13］，即

式中，Kpwm為逆變器增益；Tv為逆變器的時(shí)間常數(shù)（半個(gè)三角載波周期值）。

為了取得良好的動(dòng)態(tài)與靜態(tài)性能，選用載波濾波器濾除高頻開(kāi)關(guān)諧波時(shí)，一般采用圖1所示的由電感l(wèi)f和電容cf組成的二階低通濾波器，其傳遞函數(shù)為

式中，l和c分別為電感l(wèi)f、電容Cf的系統(tǒng)等效阻抗。在設(shè)計(jì)該濾波器參數(shù)時(shí)，應(yīng)考慮開(kāi)關(guān)諧波頻段和補(bǔ)償頻段的特性。首先可根據(jù)要濾除的開(kāi)關(guān)諧波頻率和對(duì)系統(tǒng)無(wú)功的要求初步設(shè)計(jì)輸出濾波器的參數(shù)。然后以初步設(shè)計(jì)的參數(shù)為初值，以滿(mǎn)足電能質(zhì)量控制器補(bǔ)償頻段的幅頻和相頻特性要求為目標(biāo)，對(duì)電路參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化。最后，由于電網(wǎng)容量會(huì)在一定的范圍內(nèi)變化，所以需考慮輸出濾波器特性受電網(wǎng)等效阻抗變化的影響程度來(lái)最終確定參數(shù)。在電能質(zhì)量控制器主電路中，Cf值越大，則流入電容的無(wú)功電流也越大，對(duì)逆變器和lf的容量要求也越大，從而降低了系統(tǒng)的效率；Cf值越小，輸出濾波器的輸出阻抗越大，則其特性受負(fù)載的影響就越大。因此在實(shí)際的工程設(shè)計(jì)中，取電容的無(wú)功容量為逆變器容量的15%來(lái)確定值Cf：

式中，F(xiàn)r為電能質(zhì)量控制器補(bǔ)償諧波頻段中幅值最大的諧波的頻率；P為逆變器的容量；Uc為Cf的額定電壓。

電感值的確定，應(yīng)滿(mǎn)足以下要求：

① 當(dāng)電流過(guò)零時(shí)，此時(shí)電感足夠小，以滿(mǎn)足快速跟蹤電流的要求；

② 當(dāng)電流處于峰值時(shí)，電感應(yīng)足夠大，以滿(mǎn)足抑制開(kāi)關(guān)諧波電流的要求。

根據(jù)上述要求，電感值lf為：

式中，m為一個(gè)與濾波器的調(diào)諧銳度有關(guān)的參數(shù)，一般在0.5～2之間。

3 交流側(cè)連接電感L的設(shè)計(jì)

在電能質(zhì)量控制器系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，其交流側(cè)電感的設(shè)計(jì)至關(guān)重要。這是因?yàn)槟孀兤鹘涣鱾?cè)電感的取值不僅影響到電流環(huán)的動(dòng)、靜態(tài)響應(yīng)，而且還制約著逆變器輸出功率、功率因數(shù)。穩(wěn)態(tài)條件下，逆變器交流側(cè)矢量關(guān)系如圖3所示，圖中忽略了高頻濾波器（lf和Cf）且只討論基波正弦電量。

圖3 逆變器交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量關(guān)系

由圖3看出：當(dāng)Usys不變且聯(lián)結(jié)電抗值一定條件下，通過(guò)控制逆變器交流側(cè)電壓V的幅值、相角，即可實(shí)現(xiàn)逆變器四象限運(yùn)行，且矢量V端點(diǎn)軌跡為以VL為半徑的園。由于VL＝ωLI，因此逆變器交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量關(guān)系體現(xiàn)了對(duì)其交流側(cè)電感L的約束。不失一般性，令矢量V端點(diǎn)處于圓軌跡F點(diǎn)處，此時(shí)設(shè)逆變器交流側(cè)功率因數(shù)角為φ，針對(duì)圖3中三角形O1OF，則θ＝90°－φ，利用余弦定理得

將｜VL｜＝ωL｜I｜代入式（7），并化簡(jiǎn)得

由于Vm≤MVdc，在一定的電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)E、直流側(cè)電壓Vdc、功率因數(shù)角φ條件下，滿(mǎn)足單相逆變器交流側(cè)無(wú)功功率Q指標(biāo)時(shí)的單相逆變器交流側(cè)電感上限值。

4 諧波補(bǔ)償系數(shù)Ku和Ks設(shè)計(jì)

該系統(tǒng)中，對(duì)于基波（忽略起高頻濾波作用的lf和Cf）相當(dāng)于并聯(lián)了一個(gè)阻抗為＝ZL／（1－Ku）的可調(diào)電抗。設(shè)系統(tǒng)電壓Usys基本保持不變，則該可調(diào)電抗器吸收的基波感性無(wú)功為

該感性無(wú)功與系數(shù)Ku呈線性關(guān)系，調(diào)節(jié)系數(shù)Ku可以使系統(tǒng)呈容性，從而系統(tǒng)中不用另加容性無(wú)功補(bǔ)償裝置，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其控制非常簡(jiǎn)單。

采用檢測(cè)電源電流控制方式，能同時(shí)補(bǔ)償負(fù)載引起的電源電流畸變和電網(wǎng)電壓畸變引起的諧波電流，放大倍數(shù)Ks愈大補(bǔ)償效果越好。但是過(guò)高時(shí)，對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性不利。故根據(jù)圖2所示的電能質(zhì)量控制器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖及各環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，可以推導(dǎo)出整個(gè)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

線性定常系統(tǒng)的穩(wěn)定性可根據(jù)s平面上閉環(huán)極點(diǎn)的位置確定：若閉環(huán)極點(diǎn)全部位于s平面虛軸的左邊，則系統(tǒng)響應(yīng)最終都將達(dá)到平衡狀態(tài)，系統(tǒng)穩(wěn)定；若有任何一個(gè)極點(diǎn)位于s平面虛軸的右邊，則系統(tǒng)不穩(wěn)定。當(dāng)系統(tǒng)中各環(huán)節(jié)的參數(shù)確定后，通過(guò)勞斯（Routh）穩(wěn)定判據(jù)，來(lái)選取恰當(dāng)?shù)闹C波補(bǔ)償系數(shù)Ks。通?？梢岳肕ATLAB進(jìn)行仿真分析以確定Ks及系統(tǒng)各環(huán)節(jié)的參數(shù)匹配，并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行動(dòng)態(tài)響應(yīng)分析。

5 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

電網(wǎng)是一個(gè)復(fù)雜時(shí)變系統(tǒng)，電能質(zhì)量控制器裝置本身也是一個(gè)高階系統(tǒng)，所以將裝置控制與電網(wǎng)參數(shù)一起用傳遞函數(shù)的方法做定量設(shè)計(jì)，具備實(shí)際的工程指導(dǎo)意義。本文以一個(gè)單相50 Hz，220 V（晶閘管調(diào)觸發(fā)角20°）的阻感負(fù)載系統(tǒng)——電感和電阻分別為10 mH，1.2Ω）為例來(lái)進(jìn)行復(fù)合控制電能質(zhì)量控制器的設(shè)計(jì)。電能質(zhì)量控制器交流側(cè)連接電感L＝2 mH，起高頻濾波作用的lf＝0.04 mH，Cf＝5μF。采用MATLAB軟件按照?qǐng)D1所示的電路建立系統(tǒng)的仿真電路。為了證明復(fù)合控制型電能質(zhì)量控制器參數(shù)設(shè)計(jì)合理，本文特地對(duì)系統(tǒng)電壓Usys、系統(tǒng)電流Isys、負(fù)載側(cè)的電流Iload進(jìn)行測(cè)量。

圖4是諧波補(bǔ)償系數(shù)Ks＝98時(shí)電能質(zhì)量控制器進(jìn)行諧波補(bǔ)償前后電源電流波形。補(bǔ)償前電源電流存在嚴(yán)重的畸變，電能質(zhì)量控制器投入后電源電流會(huì)獲得明顯的改善，此時(shí)電源電流已接近正弦波，其諧波含量大大減少。

圖4 諧波補(bǔ)償前后電源電流波形

圖5 Ku＝1.6時(shí)，系統(tǒng)電壓和電流波形

諧波補(bǔ)償系數(shù)Ks＝98，無(wú)功補(bǔ)償系數(shù)Ku＝1.6時(shí)，系統(tǒng)電壓和電流波形如圖5所示，系統(tǒng)已經(jīng)被補(bǔ)償為單位功率因數(shù)。

上述兩圖驗(yàn)證了無(wú)功功率補(bǔ)償原理的有效性，從以上分析可見(jiàn)該濾波器不僅能夠有效地抑制諧波，而且通過(guò)調(diào)節(jié)無(wú)功補(bǔ)償系數(shù)Ku能夠補(bǔ)償無(wú)功功率。

為了驗(yàn)證本文提出的通用型電能質(zhì)量控制器的新原理，搭建了一套實(shí)驗(yàn)裝置，進(jìn)行了相關(guān)的實(shí)驗(yàn)研究。圖6和圖7分別是Ku為0.57和1.6時(shí)的系統(tǒng)電壓和電流波形。

圖6 Ku＝0.57時(shí)系統(tǒng)電壓和電流波形

圖7 Ku＝1.6時(shí)系統(tǒng)電壓和電流波形

電能質(zhì)量控制器投入前電源電流的總畸變率（THD）為22.1%；電能質(zhì)量控制器投入后，電源電流的總畸變率（THD）為3.7%（諧波補(bǔ)償系數(shù)Ks＝98，無(wú)功補(bǔ)償系數(shù)Ku＝0.57）。同時(shí)系統(tǒng)側(cè)的功率因數(shù)為0.866。當(dāng)通過(guò)調(diào)節(jié)控制參數(shù)，使諧波補(bǔ)償系數(shù)Ks＝98，無(wú)功補(bǔ)償系數(shù)Ku＝1.6時(shí)，從電源側(cè)看，負(fù)載的功率因數(shù)接近為1。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析相一致。

6 結(jié) 論

針對(duì)電壓型諧波源和電流型諧波源的濾波和無(wú)功補(bǔ)償，論文提出了一種基于復(fù)合控制的通用型電能質(zhì)量控制器的新方案，通過(guò)理論分析可知，該通用型電能質(zhì)量控制器對(duì)諧波相當(dāng)于串聯(lián)一個(gè)諧波高阻抗和并聯(lián)一個(gè)諧波低阻抗，對(duì)基波可以進(jìn)行動(dòng)態(tài)無(wú)功補(bǔ)償，同時(shí)具有疏導(dǎo)和隔離諧波的作用，論文還分析了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)工作特性，獲得了穩(wěn)態(tài)補(bǔ)償特性曲線，研究了其控制放大倍數(shù)與補(bǔ)償性能的關(guān)系，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了新型通用型電能質(zhì)量控制器的可行性。

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