大功率寬調(diào)速范圍雙凸極電機(jī)驅(qū)動(dòng)拓?fù)涞膶?duì)比研究

倪志拓，陳志輝，朱杰，王波，謝淑玲

（南京航空航天大學(xué)航空電源航空科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江蘇南京210016）

1 引言

電勵(lì)磁雙凸極電機(jī)（WFDSM）是在開關(guān)磁阻電機(jī)和永磁雙凸極電機(jī)的基礎(chǔ)上發(fā)展起來(lái)的一種新型磁阻式電機(jī)，因結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可靠、容錯(cuò)性能好、功率密度高等優(yōu)點(diǎn)，自20世紀(jì)90年代出現(xiàn)以來(lái)，受到了國(guó)內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注［1-3］。

文獻(xiàn)［4］對(duì)WFDSM 轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)產(chǎn)生的機(jī)理進(jìn)行了分析，提出了基于半橋變換器的WFDSM 角度優(yōu)化控制策略，實(shí)現(xiàn)了對(duì)相電流的獨(dú)立控制，減小了轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，但是很難保證主功率電路中分裂電容充放電平衡。文獻(xiàn)［5-6］針對(duì)WFDSM，提出了基于轉(zhuǎn)速變化的提前角度控制策略，通過分析電機(jī)出力的內(nèi)在機(jī)理，來(lái)實(shí)時(shí)改變提前角度，優(yōu)化了電機(jī)的動(dòng)態(tài)控制及輸出功率。文獻(xiàn)［7-8］在傳統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)角度控制的基礎(chǔ)上，提出了新型轉(zhuǎn)矩內(nèi)環(huán)控制和三相六拍控制策略，結(jié)果表明三相六拍控制策略有助于提高電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩，抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，但是存在提前角度精確選擇的問題。文獻(xiàn)［9］分析永磁雙凸極電機(jī)（doubly salient permanent magnetic machine，DSPM）的換流狀態(tài)，提出了轉(zhuǎn)子斜槽結(jié)構(gòu)的DSPM，經(jīng)仿真分析，得出斜槽并且轉(zhuǎn)子加寬結(jié)構(gòu)，有助于減小雙凸極電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的結(jié)論，但是，斜槽電機(jī)加工難度較大，且會(huì)降低電機(jī)有效轉(zhuǎn)矩，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)改善效果也相對(duì)有限。文獻(xiàn)［10］分析了高速雙凸極磁阻電機(jī)中存在的問題，提出了一種新型的電路拓?fù)洹?/p>

傳統(tǒng)的直接橋式驅(qū)動(dòng)拓?fù)湓趯挿秶{(diào)速時(shí)，逆變橋開關(guān)管需要進(jìn)行高頻斬波，開關(guān)損耗較大。本文針對(duì)大功率和寬調(diào)速范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，提出了一種前置Buck 型拓?fù)洳⒃O(shè)計(jì)其相應(yīng)的閉環(huán)控制策略。利用有限元仿真對(duì)比分析了傳統(tǒng)直接橋式驅(qū)動(dòng)方式和前置Buck 拓?fù)鋬煞N方式下，開關(guān)管的斬波頻率以及電機(jī)的鐵耗。最后對(duì)兩種驅(qū)動(dòng)拓?fù)浞绞竭M(jìn)行了閉環(huán)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 傳統(tǒng)WFDSM的驅(qū)動(dòng)主電路

傳統(tǒng)的電勵(lì)磁雙凸極電動(dòng)機(jī)的驅(qū)動(dòng)器如圖1所示，圖1 中A，B，C 分別表示W(wǎng)FDSM 的三相電樞繞組。電動(dòng)運(yùn)行時(shí)，電樞繞組通電模式為磁鏈上升區(qū)通正向電流，磁鏈下降區(qū)通反向電流。閉環(huán)調(diào)速時(shí)，通過逆變橋上橋臂開關(guān)管MOSFET的高頻開關(guān)來(lái)調(diào)節(jié)加載在電樞繞組兩端的電壓，實(shí)現(xiàn)對(duì)電樞電流的控制，最終改變電磁轉(zhuǎn)矩進(jìn)行調(diào)速。當(dāng)上橋臂MOS 管開通時(shí)，加載在電樞繞組兩端的電壓為輸入電壓Uin；上橋臂MOS 管關(guān)斷時(shí)，電樞繞組通過下橋臂的反并二極管續(xù)流，加載在電樞繞組兩端的電壓為0。調(diào)速運(yùn)行時(shí)，對(duì)應(yīng)的MOSFET的控制策略如圖2所示。

圖1 傳統(tǒng)WFDSM驅(qū)動(dòng)主電路Fig.1 Traditional main circuit of the WFDSM

圖2 傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)方式下MOSFET控制策略Fig.2 The control strategy of MOSFET in traditional driving method

3 大功率寬調(diào)速范圍場(chǎng)合驅(qū)動(dòng)器的要求

圖3為本文仿真以及實(shí)驗(yàn)的一臺(tái)12/8極高速電勵(lì)磁雙凸極電機(jī)截面圖，定、轉(zhuǎn)子均為凸極齒槽結(jié)構(gòu)，由硅鋼片疊壓而成。定子槽繞有集中式電樞繞組，勵(lì)磁繞組嵌于定子軛中。額定功率37 kW，額定轉(zhuǎn)速12 000 r/min，電機(jī)機(jī)械結(jié)構(gòu)的主要參數(shù)為：定子極數(shù)12，定子內(nèi)徑111.9 mm，定子外徑330 mm，定子極寬14.6 mm，氣隙0.35 mm，轉(zhuǎn)子極數(shù)8，轉(zhuǎn)子內(nèi)徑55.4 mm，轉(zhuǎn)子外徑111.2 mm，轉(zhuǎn)子極寬14.6 mm，鐵心長(zhǎng)度220 mm。

圖3 12/8結(jié)構(gòu)WFDSM截面圖Fig.3 Section diagram for 12/8 struction WFDSM

電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，電勵(lì)磁雙凸極電動(dòng)機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩為

式中：ip為A，B，C相電樞繞組電流，p=a，b，c；Lpf為A，B，C 三相電樞繞組與勵(lì)磁繞組之間的互感；if為電動(dòng)機(jī)的勵(lì)磁電流。

從式（1）可知，當(dāng)勵(lì)磁電流和轉(zhuǎn)速一定時(shí)，負(fù)載轉(zhuǎn)矩越大，輸出的功率越大，此時(shí)需要通入的電樞電流越大。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中，電動(dòng)機(jī)勵(lì)磁電流為8 A，額定負(fù)載轉(zhuǎn)矩時(shí)，電樞電流約為250 A。

當(dāng)勵(lì)磁電流為8 A，圖4給出了樣機(jī)電動(dòng)運(yùn)行時(shí)空載相電勢(shì)E0與轉(zhuǎn)速n 的仿真結(jié)果?？梢钥闯?，WFDSM 樣機(jī)的空載相電勢(shì)E0隨著轉(zhuǎn)速的增加而增大，呈現(xiàn)出線性關(guān)系。調(diào)速范圍越寬，需要供電的電壓越高，在傳統(tǒng)橋式驅(qū)動(dòng)拓?fù)渲?，電機(jī)額定轉(zhuǎn)速12 000 r/min 以下調(diào)速時(shí)，驅(qū)動(dòng)器的供電電壓應(yīng)不低于300 V。

民辦高校實(shí)驗(yàn)教學(xué)主要是從實(shí)驗(yàn)和實(shí)訓(xùn)兩個(gè)方面入手，不斷培養(yǎng)學(xué)生的創(chuàng)新能力和實(shí)踐能力，培養(yǎng)創(chuàng)新復(fù)合型人才。

圖4 空載相感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)隨轉(zhuǎn)速的變化Fig.4 No-load induced electromotive force vary with speed

電勵(lì)磁雙凸極電動(dòng)機(jī)運(yùn)行時(shí)，逆變器的輸入電壓與電機(jī)的調(diào)速范圍正相關(guān)。電動(dòng)機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，轉(zhuǎn)速越高，反電動(dòng)勢(shì)越大，要求輸入電樞兩端的電壓增大。

因此，在大功率和寬調(diào)速范圍的場(chǎng)合下，逆變橋的輸入電壓以及流過電樞繞組的電流會(huì)需要相應(yīng)增大。

4 兩種驅(qū)動(dòng)拓?fù)涞膶?duì)比

4.1 前置Buck驅(qū)動(dòng)主電路

針對(duì)大功率寬調(diào)速范圍的場(chǎng)合，逆變橋的輸入電壓以及流過電樞的電流會(huì)較大，應(yīng)使用IGBT 開關(guān)器件替代傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)器中的MOS 管，閉環(huán)控制策略不變，這種直接橋式驅(qū)動(dòng)主電路如圖5所示。

圖5 橋式驅(qū)動(dòng)主電路Fig.5 Full-bridge main driving circuit

圖6為本文提出一種適合于大功率寬調(diào)速范圍的前置Buck 型橋式主電路。在逆變橋的前級(jí)加上了Buck 電路，通過Buck 開關(guān)管T 控制濾波電感Lf上的電流來(lái)調(diào)節(jié)輸入電機(jī)的電壓Udc，從而控制流過電樞繞組的電流。逆變器的開關(guān)管只需要完成換向而不需要進(jìn)行斬波。

當(dāng)Buck 開關(guān)管T 開通時(shí)，電源通過LC 濾波器給電機(jī)供電，電感電流增加，Udc增加，電樞電流增加，轉(zhuǎn)矩也相應(yīng)增加。當(dāng)開關(guān)管T關(guān)斷時(shí)，電感通過二極管對(duì)電機(jī)進(jìn)行供電，Udc減小，電樞電流減小，轉(zhuǎn)矩相應(yīng)減小。

圖6 前置Buck全橋控制電路Fig.6 Full-bridge control circuit with preset Buck

閉環(huán)調(diào)速時(shí)，對(duì)Buck 開關(guān)管T進(jìn)行PWM 調(diào)制，通過控制開關(guān)管T的占空比來(lái)調(diào)節(jié)流過濾波電感Lf上的平均電流以及輸入逆變橋的電壓Udc，進(jìn)而控制電樞電流，最終實(shí)現(xiàn)電磁轉(zhuǎn)矩的控制進(jìn)行調(diào)速。

在前置Buck拓?fù)潆娐分?，?dāng)電機(jī)制動(dòng)或者電樞繞組換向時(shí)，電樞繞組產(chǎn)生的感應(yīng)反電動(dòng)勢(shì)瞬時(shí)可能大于濾波電容Cf上的電壓。為了防止電機(jī)制動(dòng)時(shí)電樞繞組對(duì)濾波電容充電，產(chǎn)生較高的泵升電壓，反并二極管D把多余的能量回饋到原邊。在換相重疊時(shí)，反并二極管D的導(dǎo)通使電樞繞組兩端嵌位到Uin，減小了換向重疊時(shí)間［11-12］。

4.2 兩種拓?fù)湎麻_關(guān)頻率的對(duì)比

采用傳統(tǒng)的直接橋式逆變橋驅(qū)動(dòng)電路，通過上橋臂開關(guān)管高頻開關(guān)將電樞電流限制在ΔI 范圍內(nèi)波動(dòng)，圖7 為轉(zhuǎn)速在1 000 r/min 時(shí)，電樞電流ia，電流基準(zhǔn)值iref，驅(qū)動(dòng)信號(hào)T，位置信號(hào)Pa的實(shí)驗(yàn)波形。

圖7 控上下限平均電流控制Fig.7 Control the current between the maximum and minimum value

式中：Leq為兩相電樞繞組導(dǎo)通的等效電感；E 為逆變橋輸入端等效感應(yīng)反電動(dòng)勢(shì)。

由式（2）可知，要得到脈動(dòng)較小的電樞電流來(lái)減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，就必須要提高上橋臂開關(guān)管的斬波頻率；隨著斬波頻率的增高，開關(guān)損耗增大。

采用直接橋式驅(qū)動(dòng)方式，滿足樣機(jī)額定轉(zhuǎn)速以下調(diào)速，母線輸入電壓為350 V，電樞電流的滯環(huán)控制環(huán)寬是20 A，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為10 N·m，上橋臂IGBT開關(guān)頻率隨閉環(huán)轉(zhuǎn)速變化的仿真結(jié)果如圖8所示。隨著轉(zhuǎn)速的增加，上橋臂IGBT的斬波頻率先增大后減小。然而，大功率IGBT 的開關(guān)頻率較低，硬開關(guān)時(shí)一般不超過20 kHz，普通的IGBT 難以勝任整個(gè)額定轉(zhuǎn)速以下寬調(diào)速范圍，只能在高轉(zhuǎn)速或者低轉(zhuǎn)速進(jìn)行小范圍調(diào)速，這與式（2）相一致。

圖8 斬波頻率隨轉(zhuǎn)速的變化Fig.8 Chopping frequency vary with speed

圖9 橋式驅(qū)動(dòng)方式下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms in full-bridge driving strategy

當(dāng)閉環(huán)轉(zhuǎn)速恒定時(shí)，隨著輸入電壓的變化，斬波頻率會(huì)發(fā)生變化。圖9為直接橋式驅(qū)動(dòng)的實(shí)驗(yàn)波形。滯環(huán)環(huán)寬為20 A，轉(zhuǎn)速為2 000 r/min，逆變橋輸入電壓由45 V 變?yōu)?0 V 時(shí)，逆變橋開關(guān)管斬波嚴(yán)重。因此，隨著輸入電壓以及轉(zhuǎn)速的變化，逆變橋上橋臂開關(guān)管的斬波頻率變化很大，會(huì)超過IGBT斬波頻率的上限。

采用前置的Buck的雙凸極控制拓?fù)?，通過調(diào)節(jié)逆變器輸入電壓Udc進(jìn)行調(diào)速，逆變橋的開關(guān)管不需要進(jìn)行斬波來(lái)控制流過電樞繞組的電流，其逆變橋的驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯如圖10所示。

圖10 前置Buck拓?fù)涞尿?qū)動(dòng)策略Fig.10 Driving strategy with preset Buck topology

為滿足在寬調(diào)速范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，Buck輸入電壓Uin為350 V。低速運(yùn)行時(shí)，開關(guān)管T 的占空比較小，Udc與輸入端等效感應(yīng)反電動(dòng)勢(shì)E相差不大，遠(yuǎn)小于輸入電壓Uin。高速運(yùn)行時(shí)，開關(guān)管T的占空比較大，Udc始終保持與輸入端等效感應(yīng)反電動(dòng)勢(shì)E相差不大。在整個(gè)寬轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)調(diào)速，前置Buck進(jìn)行調(diào)壓調(diào)速。

濾波電感和濾波電容慣性環(huán)節(jié)的引入，通過Buck 開關(guān)管低頻斬波得到較為穩(wěn)定的電感電流和電容電壓，進(jìn)而控制電樞電流實(shí)現(xiàn)寬轉(zhuǎn)速范圍調(diào)速。

母線輸入電壓都為350 V，前置Buck 方式下，開關(guān)管T的載波為6 kHz，傳統(tǒng)直接橋式逆變控制方式下電樞電流的滯環(huán)環(huán)寬是20 A。圖11 為在兩種不同方式下的電樞電流紋波的仿真數(shù)據(jù)。

圖11 電樞電流波動(dòng)與轉(zhuǎn)速的關(guān)系Fig.11 Armature current fluctuation with speed

可見，采用前置Buck 拓?fù)浞绞剑姌须娏鞯牟▌?dòng)會(huì)減小，在低速的情況尤為明顯，這是因?yàn)榇藭r(shí)電樞電流的基準(zhǔn)值比較小，而ΔI為一個(gè)定值。

整體上看，前置Buck 電路的存在，能夠用Buck 開關(guān)管低頻開關(guān)代替?zhèn)鹘y(tǒng)逆變橋高頻開關(guān)來(lái)控制電樞電流，減小了開關(guān)頻率的同時(shí)電樞電流的波動(dòng)也有一定的降低。

4.3 兩種拓?fù)湎妈F耗的對(duì)比

母線輸入電壓為350 V，直接逆變橋式驅(qū)動(dòng)方式下，電樞電流的滯環(huán)環(huán)寬為20 A；前置Buck方式下，開關(guān)管T 的載波為6 kHz。轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在3 000 r/min 時(shí)，電樞繞組兩端的電壓仿真波形如圖12 所示，圖12a 是直接橋式驅(qū)動(dòng)下，逆變橋開關(guān)管斬波后加載在電樞繞組兩端的電壓。逆變橋開關(guān)管斬波產(chǎn)生的高頻電壓諧波直接加到電樞繞組的兩端，會(huì)在電機(jī)中激發(fā)出交變的電磁場(chǎng)，產(chǎn)生較大的鐵耗，進(jìn)而造成硅鋼溫度過高，影響電機(jī)的工作性能。如圖12b所示，在前置Buck拓?fù)浞绞较拢虞d在電樞繞組兩端的電壓是濾波電容上的電壓Udc。避免了高頻電壓諧波直接加載在電樞繞組的兩端［12］而產(chǎn)生較大鐵耗。定轉(zhuǎn)子的硅鋼片選用DW310-35，表1 為在兩種驅(qū)動(dòng)方式下，利用Ansoft仿真軟件得到的鐵耗的仿真數(shù)據(jù)。

圖12 加載在電樞繞組兩端的電壓Fig.12 Voltage on the armature winding

當(dāng)輸出功率為2.5 kW 時(shí)，前置Buck 拓?fù)浔戎苯訕蚴津?qū)動(dòng)鐵耗減小了17%，電機(jī)總損耗減小了10.6%；當(dāng)輸出功率為10.1 kW時(shí)，前置Buck拓?fù)浔戎苯訕蚴津?qū)動(dòng)鐵耗減小了20.7%，電機(jī)總損耗減小了13.7%，主要原因在于直接橋式驅(qū)動(dòng)中，逆變器開關(guān)管斬波產(chǎn)生的高頻電壓諧波直接加到電樞繞組的兩端。

表1 兩種拓?fù)湎妈F耗損耗比較Tab.1 Core loss in two topologies

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

前置Buck 電機(jī)驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中，WFDSM調(diào)速系統(tǒng)由DSP TMS320F2812 控制器，全橋變換器、Buck 變換器、CPLD 驅(qū)動(dòng)邏輯、電流傳感器和位置傳感器組成。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖13所示。

圖13 前置Buck系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.13 System structure diagram of preset Buck

實(shí)驗(yàn)中使用了2 臺(tái)相同的12/8 極電勵(lì)磁雙凸極電機(jī)，進(jìn)行對(duì)拖調(diào)速試驗(yàn)。閉環(huán)控制方式采用轉(zhuǎn)速電流雙閉環(huán)，其控制系統(tǒng)框圖如圖14所示。

圖14 雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)框圖Fig.14 Dual closed-loop speed regulation diagram

開關(guān)管選取的IGBT是InfineonFF450R12KT4，運(yùn)行最高斬波頻率不超過20 kHz。前置Buck 電路的濾波電感800 μH，濾波電容6 800 μF，開關(guān)管T 的載波頻率為6 kHz。輸出功率為1.97 kW，轉(zhuǎn)速為2 000 r/min，在不同輸入電壓情況下，Buck開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)T以及Buck輸出電壓Udc的實(shí)驗(yàn)波形如圖15所示；當(dāng)輸入電壓為200 V，不同閉環(huán)轉(zhuǎn)速的實(shí)驗(yàn)波形如圖16所示，其中，ia為A相電樞電流，Tl 是A 相上橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)，Pa是A 相位置信號(hào)，iin為母線電流。

圖15 不同輸入電壓的閉環(huán)實(shí)驗(yàn)波形Fig.15 Closed-loop experimental waveforms in different input voltage

圖16 不同轉(zhuǎn)速下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 Experimental waveforms in different speed

6 結(jié)論

針對(duì)大功率寬調(diào)速范圍應(yīng)用場(chǎng)合，本文提出了前置Buck驅(qū)動(dòng)拓?fù)洳⒃O(shè)計(jì)出對(duì)應(yīng)的控制策略，并從開關(guān)管開關(guān)頻率以及鐵耗的角度對(duì)比分析了傳統(tǒng)直接橋式驅(qū)動(dòng)拓?fù)浜颓爸肂uck 驅(qū)動(dòng)拓?fù)?。通過實(shí)驗(yàn)和仿真分析并得出以下結(jié)論：

1）前置Buck拓?fù)淅肂uck開關(guān)管的低頻斬波代替了后級(jí)逆變器的高頻斬波，減小了開關(guān)管的開關(guān)頻率，減小了電樞電流的波動(dòng)，更適用于大功率寬調(diào)速范圍的場(chǎng)合；

2）在同等輸出功率的情況下，前置Buck拓?fù)浔戎苯訕蚴津?qū)動(dòng)拓?fù)涞碾姍C(jī)鐵耗更小，電機(jī)工作效率更高。

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