新型混合動(dòng)力電動(dòng)汽車(chē)車(chē)載充電機(jī)的研究

陳小虎，陳息坤

（上海大學(xué)機(jī)電工程與自動(dòng)化學(xué)院，上海200072）

新型混合動(dòng)力電動(dòng)汽車(chē)車(chē)載充電機(jī)的研究

陳小虎，陳息坤

（上海大學(xué)機(jī)電工程與自動(dòng)化學(xué)院，上海200072）

摘要：為了減少混合動(dòng)力電動(dòng)汽車(chē)（HEV）接入電網(wǎng)充電時(shí)向電網(wǎng)注入諧波，車(chē)載充電機(jī)必須進(jìn)行功率因數(shù)校正（PFC）。目前常用的PFC電路是單相不控整流＋Boost兩級(jí)電路，限制了變換器效率的提高。研究設(shè)計(jì)了一種交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路作為PFC電路。為了進(jìn)一步提高效率，采用移相全橋ZVS DC／DC作為車(chē)載充電機(jī)的后級(jí)電路。在對(duì)上述的主電路拓?fù)涞墓ぷ髟磉M(jìn)行分析的基礎(chǔ)上，給出了部分關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計(jì)方法，并分別設(shè)計(jì)了相應(yīng)的控制策略。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)的新型車(chē)載充電機(jī)的可行性。

關(guān)鍵詞：車(chē)載充電機(jī)；PFC；交錯(cuò)并聯(lián)Boost

1　引言

汽車(chē)產(chǎn)業(yè)是我國(guó)國(guó)民經(jīng)濟(jì)重要的支柱產(chǎn)業(yè)。汽車(chē)產(chǎn)業(yè)的飛速發(fā)展帶來(lái)的高消耗、高排放，給資源和環(huán)境帶來(lái)了極大的壓力。隨著能源問(wèn)題和資源枯竭問(wèn)題以及大氣污染問(wèn)題的加劇，我國(guó)已將新能源汽車(chē)確立為戰(zhàn)略性新興產(chǎn)業(yè)，車(chē)載充電機(jī)作為混合動(dòng)力電動(dòng)汽車(chē)（HEV）的重要組成部分，其研究兼具理論研究?jī)r(jià)值和重要的工程應(yīng)用價(jià)值［1，2］。前級(jí)AC／DC和后級(jí)DC／DC相結(jié)合的車(chē)載充電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是目前最常用的拓?fù)?。?dāng)車(chē)載充電機(jī)接入電網(wǎng)時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一定的諧波，進(jìn)而污染電網(wǎng)，影響用電設(shè)備的工作穩(wěn)定性。尤其是有些車(chē)載充電機(jī)的前級(jí)AC／DC采用傳統(tǒng)的單相不控整流致使輸入電流波形呈脈波狀，向電網(wǎng)注入大量的諧波，不能滿(mǎn)足用電設(shè)備諧波限制標(biāo)準(zhǔn)的要求。為了滿(mǎn)足諧波限制標(biāo)準(zhǔn)，文獻(xiàn)［3－5］提出采用傳統(tǒng)單相不控整流＋Boost作為車(chē)載充電機(jī)的前級(jí)AC／DC，但是這種拓?fù)洳捎昧藘杉?jí)電路，限制了車(chē)載充電機(jī)效率的提高。

針對(duì)上述效率提高受到限制的問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一種低成本的新型交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路作為車(chē)載充電機(jī)的前級(jí)AC／DC電路，車(chē)載充電機(jī)結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示［6］［8］。為了進(jìn)一步提高車(chē)載充電機(jī)的效率，后級(jí)DC／DC電路采用移相全橋ZVS DC／DC變換器［9］。前級(jí)AC／DC電路采用電壓電流雙閉環(huán)的控制策略，實(shí)現(xiàn)了輸入側(cè)高功率因數(shù)和輸出直流母線電壓的穩(wěn)定。后級(jí)DC／DC采用單閉環(huán)的控制策略實(shí)現(xiàn)了車(chē)載電池組恒壓、恒流充電的功能。

圖1　車(chē)載充電機(jī)結(jié)構(gòu)框圖

2　交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路的設(shè)計(jì)及分析

本文研究的車(chē)載充電機(jī)前級(jí)電路拓?fù)淙鐖D2所示，圖中開(kāi)關(guān)管Q1和Q2，二極管D1和D2，電感L1以及電容C1組成車(chē)載充電機(jī)的前級(jí)電路，其中電感L1是實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)整流的關(guān)鍵，直流側(cè)電容C1用來(lái)濾除高頻紋波和穩(wěn)定直流母線電壓。

圖2　交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路拓?fù)?/p>

2.1交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路的工作原理

圖2所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在市電的正負(fù)半波，Q1和Q2組成4種開(kāi)關(guān)模式。在市電正半波時(shí)，模式（a）：Q1導(dǎo)通Q2關(guān)斷，模式（b）：Q1關(guān)斷Q2關(guān)斷。在市電負(fù)半波時(shí)，模式（c）：Q1關(guān)斷Q2導(dǎo)通，模式（d）：Q1關(guān)斷Q2關(guān)斷。暫態(tài)過(guò)程如3圖所示。

圖3　交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路的工作狀態(tài)

通過(guò)對(duì)上述4種開(kāi)關(guān)模式的分析，可以得到本文研究的交錯(cuò)并聯(lián)Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在正負(fù)半波分別為兩個(gè)相同的Boost變換器，如圖4所示。由Q1、D1、L1、C1等構(gòu)成市電正半波Boost電路，由Q2、D2、L1、C1等構(gòu)成市電負(fù)半波Boost電路。在市電的正半波，圖4中（a）Boost變換器工作，在市電的負(fù)半波，圖4中（b）Boost變換器工作。采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制可以確保輸出直流母線電壓的穩(wěn)定且輸入側(cè)高功率因數(shù)，滿(mǎn)足諧波限制標(biāo)準(zhǔn)和后級(jí)移相全橋ZVS DC／DC對(duì)直流母線電壓的要求。

圖4　等效的Boost電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2.2控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

對(duì)于交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路，在控制上采用電壓電流雙閉環(huán)控制方式。一般地，電流環(huán)的基本控制方法有3種，即：峰值電流控制、滯環(huán)電流控制以及平均電流控制?？紤]對(duì)輸入電流的諧波畸變率、直流母線電壓的穩(wěn)定性、穩(wěn)壓精度以及動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能等幾個(gè)方面性能的要求，本設(shè)計(jì)中電流內(nèi)環(huán)采用滯環(huán)控制方式，而電壓環(huán)則采用PI控制，控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。

圖5　交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

直流母線電壓作為外環(huán)，網(wǎng)側(cè)交流電流作為內(nèi)環(huán)。直流母線電壓的采樣值Uf與給定的參考電壓Uref進(jìn)行比較，二者的誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出后，再乘以與電網(wǎng)電壓同相位的單位正弦電壓sinωt，得到一個(gè)正弦電流給定指令i＊，將電流給定指令i＊送入PWM模塊產(chǎn)生SPWM信號(hào)，單片機(jī)的PWM專(zhuān)用端口輸出的SPWM信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬二階有源濾波器濾波后得到基準(zhǔn)電流加到電流滯環(huán)比較器。電感電流由電流霍爾傳感器來(lái)檢測(cè)，所檢測(cè)的電流經(jīng)運(yùn)放放大、濾波、精密整流等處理后加到滯環(huán)電流比較器，滯環(huán)比較器的輸出端輸出PWM波控制交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路的功率開(kāi)關(guān)器件，從而實(shí)現(xiàn)直流母線電壓的穩(wěn)壓和輸入側(cè)高功率因數(shù)的控制要求。

在實(shí)驗(yàn)中由于網(wǎng)側(cè)電壓頻率為50Hz，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)定為10kHz，建立單個(gè)電網(wǎng)周期為100個(gè)點(diǎn)的正弦表，在過(guò)零點(diǎn)處復(fù)位正弦表的指針，既能做到與電網(wǎng)同步，又減輕了CPU計(jì)算的負(fù)擔(dān)。

2.3電感和電容的參數(shù)設(shè)計(jì)

交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路達(dá)到穩(wěn)態(tài)后，其輸出電壓穩(wěn)定在Udc。當(dāng)交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路帶有后級(jí)負(fù)載時(shí)，為了使直流母線電壓有一定的穩(wěn)定范圍，交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路的輸出濾波電容應(yīng)該有合適的值。在一定的負(fù)載電流和允許的輸出直流母線電壓脈動(dòng)要求下，假設(shè)在市電周期Ts期間，輸出母線電壓從Udc跌落到Udcmin，輸出功率為Po，濾波電容為C1，則有：

根據(jù)紋波電壓要求和功率要求來(lái)計(jì)算選擇所需要的濾波電容的值。

交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路中電感工作于電流連續(xù)狀態(tài)，由于電流環(huán)采用滯環(huán)控制方式，設(shè)電感的最大峰值電流為ILpeak、最大平均電流為ILmean、紋波電流為ΔiL。一般的情況下，選擇電感時(shí)使電感的峰值電流ILpeak＝ILmean＋ΔiL不大于平均電流的20%。根據(jù)上述要求，則開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通期間有：

交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路中輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系可表示為：

根據(jù)輸入輸出功率守恒，有：

由式（2）、式（3）和式（4）可得：

當(dāng)給定了輸出電壓Udc，輸出電流Idc，輸入電壓Us和開(kāi)關(guān)頻率f等指標(biāo)后，可求出儲(chǔ)能電感值。

3　移相全橋DC／DC電路的設(shè)計(jì)及分析

3.1移相全橋DC／DC電路工作原理

移相全橋軟開(kāi)關(guān)變換器主要利用高頻變壓器的漏感或原邊串聯(lián)電感和開(kāi)關(guān)管的寄生電容或外接并聯(lián)電容諧振來(lái)實(shí)現(xiàn)零電壓軟開(kāi)關(guān)，其電路拓?fù)淙鐖D6所示。Q3、Q4、Q5和Q6是4個(gè)功率開(kāi)關(guān)管，D3、D4、D5和D6是4功率開(kāi)關(guān)管的反并聯(lián)二極管，C3、C4、C5和C6是四4個(gè)并聯(lián)電容，Lr是諧振電感，它包括變壓器的漏感和外接串聯(lián)的電感，Tr是高頻變壓器，Cf和Lf構(gòu)成輸出濾波電路。

在每個(gè)PWM周期內(nèi)，每個(gè)橋臂的上下兩個(gè)開(kāi)關(guān)管均為180°互補(bǔ)導(dǎo)通，并留有一定的死區(qū)時(shí)間，兩個(gè)橋臂的導(dǎo)通角相差一個(gè)相位，即移相角，如圖7中的α所示，其中相位超前的開(kāi)關(guān)管Q3和Q4構(gòu)成超前橋臂，Q5和Q6構(gòu)成滯后橋臂。通過(guò)調(diào)節(jié)每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)移相角α的大小，即可改變輸出電壓的值。

圖7中Vo的陰影部分是變壓器副邊的占空比丟失的現(xiàn)象。這是移相全橋ZVS DC／DC變換器的一個(gè)固有現(xiàn)象，無(wú)法消除，但可以通過(guò)采用串聯(lián)飽和電感的方法和加鉗位二極管的方法等來(lái)減小占空比的丟失。本文對(duì)此不做進(jìn)一步的論述。

3.2參數(shù)設(shè)計(jì)

在實(shí)驗(yàn)中，將功率開(kāi)關(guān)管的寄生電容作為諧振電容，在根據(jù)功率等級(jí)和電路參數(shù)的計(jì)算選定功率開(kāi)關(guān)管后，查閱相關(guān)的DataSheet即可獲取諧振電容的大小。

根據(jù)3.1節(jié)的分析可知，諧振電感值的選取對(duì)于移相全橋ZVS變換器至關(guān)重要。若電感值太小，會(huì)造成滯后臂軟開(kāi)關(guān)的失敗；若電感值太大，會(huì)造成副邊占空比丟失現(xiàn)象更加嚴(yán)重，損失更多的效率。若不考慮變壓器的寄生電感，可得：

根據(jù)輸入電壓和輸出功率即可計(jì)算出電感的下限值。

3.3控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

車(chē)載充電機(jī)采用恒流充電和恒壓充電兩種模式，恒流充電時(shí)采用電流閉環(huán)和電壓限定控制相結(jié)合的算法，恒壓充電時(shí)采用電壓閉環(huán)和電流限定控制相結(jié)合的算法，如圖8所示。

當(dāng)車(chē)載電池組恒流充電時(shí)，輸出電流給定值I＊O和實(shí)際輸出電流IO比較，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)，送入PWM控制器，得到開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，為了防止充電電壓過(guò)沖影響車(chē)載電池組的性能，采用了電壓限定的方法，當(dāng)充電電壓高于電壓限定值時(shí)，減小充電電流。并且實(shí)時(shí)檢測(cè)設(shè)備的環(huán)境溫度，可以根據(jù)環(huán)境溫度完成對(duì)負(fù)載輸出的階梯限制。

同理，當(dāng)車(chē)載電池組恒壓充電時(shí)，輸出電壓給定值U＊O和實(shí)際輸出電壓UO比較，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)，送到PWM控制器，得到開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。為了防止充電電流過(guò)沖影響車(chē)載電池組的壽命和防止充電電流過(guò)沖可能引發(fā)的危險(xiǎn)。采用了電流限定的方法，當(dāng)充電電流高于電流限定值時(shí)，減小充電電壓。

圖8　移相全橋軟開(kāi)關(guān)變換器的控制策略

4　仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文使用Matlab／Simulink建立系統(tǒng)控制模型來(lái)驗(yàn)證所提出方案的可行性。仿真模型中前級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路采用電壓電流雙閉環(huán)控制，電壓環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器，電流內(nèi)環(huán)采用滯環(huán)比較器。后級(jí)移相全橋ZVS DC／DC采用單電壓環(huán)和單電流環(huán)實(shí)現(xiàn)恒壓恒流充電的功能。系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置如下：?jiǎn)蜗囝~定電網(wǎng)電壓幅值US＝311V，額定電網(wǎng)頻率fS＝50Hz，直流母線電壓Udc＝400V，變壓器的變比設(shè)置為1：1.4，輸出恒定電壓為UO＝400V，輸出恒定電流為IO＝20A。負(fù)載采用一個(gè)大電容代替車(chē)載電池組。

圖9（a）給出了輸入電流和電網(wǎng)電壓的波形，輸入電流iS與電網(wǎng)電壓US同頻同相，實(shí)現(xiàn)了輸入的高功率因數(shù)。圖9（b）給出了前級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路的輸出電壓的波形，輸出電壓很快穩(wěn)定在400V。圖9（c）給出了移相全橋DC／DC的開(kāi)關(guān)管的管壓降和驅(qū)動(dòng)脈沖的波形，在開(kāi)關(guān)管壓降為零時(shí)發(fā)出驅(qū)動(dòng)脈沖實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，在驅(qū)動(dòng)脈沖關(guān)斷后，開(kāi)關(guān)管的管壓降才緩慢上升，實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。電池一般是采用先恒流充電再恒壓充電的充電方法，圖9（d）和（e）給出了輸出電流和輸出電壓的波形，可以看出，由于控制環(huán)路的作用，輸出都很快地穩(wěn)定在給定值處。

圖9　仿真波形

圖10　實(shí)驗(yàn)波形

實(shí)驗(yàn)測(cè)試的波形如圖10所示，圖10（a）中的電流波形正弦化且與電網(wǎng)電壓波形同相位。圖10 （b）是直流母線的分壓電阻上的電壓波形，圖中顯示出母線電壓非常平穩(wěn)。圖10（c）是DC／DC電路中開(kāi)關(guān)管的管壓降和相應(yīng)的開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形，管壓降的波形進(jìn)行了10倍的衰減，圖中的波形表明開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)。圖10（d）是DC／DC電路恒流輸出的電流波形，輸出電流波形平穩(wěn)，滿(mǎn)足輸出精度±5%的要求。

仿真波形和實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形的對(duì)比表明：本文設(shè)計(jì)的新型車(chē)載充電機(jī)能夠獲得穩(wěn)定的直流母線電壓，同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)輸入電流波形正弦化和輸入電流

波形跟蹤輸入電壓波形，具有較高的功率因數(shù)。并且能高效地完成對(duì)車(chē)載電池組的充電任務(wù)。

5　結(jié)論

本文研究設(shè)計(jì)了一種新型的HEV車(chē)載充電機(jī)，相對(duì)于采用傳統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的車(chē)載充電機(jī)可以進(jìn)一步提高效率。在詳細(xì)分析新型車(chē)載充電機(jī)的兩部分電路的工作原理的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了相應(yīng)的控制策略并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)試。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該變換器的可行性，證明了本文設(shè)計(jì)的車(chē)載充電機(jī)能夠較好地滿(mǎn)足車(chē)載電池組的先恒流充電再恒壓充電的需求，而且其輸出的穩(wěn)定性較好，成本較低適合大規(guī)模生產(chǎn)，為未來(lái)車(chē)載充電機(jī)的廣泛應(yīng)用奠定了很好的基礎(chǔ)。

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中圖分類(lèi)號(hào)：TM912

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

文章編號(hào)：1005—7277（2015）06—0021—05

作者簡(jiǎn)介：

陳小虎（1991—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儞Q器及其控制技術(shù)研究。

陳息坤（1962—），男，副教授，研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮幼儞Q與控制技術(shù)、新型儲(chǔ)能及其變換控制技術(shù)、新能源發(fā)電技術(shù)等。

收稿日期：2015－08－17

Research on a novel vehicle charger of hybrid electric vehicle

CHEN Xiao－h(huán)u，CHEN Xi－kun

（Electromechanical Engineering and Automation College，Shanghai University，Shanghai 200072，China）

Abstract：In order to reduce the harmonics injected into the grid when HEV is connected to the grid for charging，

the vehicle charger must carry on the power factor correction（PFC）.Single－phase uncontrollable rectifier with Boost circuit is the most commonly used PFC circuit，which can limit the converter efficiently.An interleaved Boost circuit is designed as PFC circuit.The phase－shifted full－bridge ZVSDC／DC is used as post－stage circuit of vehicle charger to further improve efficiency.The design method of several key parameters and the corresponding control strategies are given based on the analysis of the principles of the main circuit topology.The simulation and experimental results verify the feasibility of the design of the new vehicle charger.

Key words：vehicle charger；PFC；interleaved parallel Boost