甚低頻MSK 靈敏解調(diào)器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

嚴(yán)亞龍，董穎輝，張 靜

(海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院，武漢 430033)

在甚低頻通信系統(tǒng)中，由于其信號(hào)傳輸速率主要受制于天線的頻帶寬度［1］，故需采用優(yōu)越的調(diào)諧方法以展寬甚低頻發(fā)射天線的頻帶寬度。目前，美國(guó)、澳大利亞等發(fā)達(dá)國(guó)家均在發(fā)射天線前端采用動(dòng)態(tài)調(diào)諧技術(shù)［2］，首先簡(jiǎn)要介紹發(fā)射天線采用的MSK 信號(hào)源的使用原因和基本原理［3］:甚低頻信道的特點(diǎn)決定了甚低頻通信所采用的調(diào)制方式應(yīng)滿足以下要求:對(duì)信噪比的要求盡量低;功率利用率盡量高;頻帶利用率盡量高;發(fā)送端采用相位連續(xù)變化的調(diào)制方式;信道包絡(luò)恒定。

1 MSK

MSK(最小頻移鍵控)是一種包絡(luò)恒定、相位連續(xù)的FSK，這種調(diào)制方式信號(hào)帶寬利用率較高，適合于甚低頻通信［4］。

MSK 信號(hào)表示式為［5］

式(1)中，fc為載波頻率;Ts為碼元寬度;ak為第k 個(gè)碼元的相位常數(shù)。當(dāng)ak= +1 時(shí)，信號(hào)頻率為f1=fc+1/4Ts，當(dāng)ak=-1 時(shí)，信號(hào)頻率為f2=fc-1/4Ts。

2 動(dòng)態(tài)調(diào)諧模型的建立

動(dòng)態(tài)調(diào)諧原理模型如圖1 所示。在固定調(diào)諧電路的基礎(chǔ)上添加一個(gè)單刀單擲開關(guān)K，開關(guān)K 通過MSK 信號(hào)碼流對(duì)天線調(diào)諧系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)時(shí)控制，ak= +1 時(shí)，開關(guān)K 閉合，電路諧振于f1，ak= -1 時(shí)，開關(guān)K 斷開，電路諧振于f2。即通過開關(guān)K 控制L2以MSK 基帶信號(hào)切換的頻率進(jìn)出由L1、L2組成的電感耦合網(wǎng)絡(luò)，使f1、f2兩路信號(hào)始終處于諧振狀態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)了發(fā)射天線電路的諧振頻率動(dòng)態(tài)地跟隨發(fā)射機(jī)激勵(lì)頻率的改變而改變，充分利用了天線帶寬，減小了系統(tǒng)功率損失，提高了信息傳輸速率。

圖1 天線動(dòng)態(tài)調(diào)諧系統(tǒng)電路

圖1中的開關(guān)K 是由MSK 對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)控制的，在進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)諧之前，需先通過MSK 信號(hào)解調(diào)出其對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)。本文利用LM565 集成鎖相環(huán)芯片及峰值保持電路實(shí)現(xiàn)了對(duì)MSK 信號(hào)的靈敏解調(diào)。

3 LM565 芯片解調(diào)原理

3.1 LM565 芯片介紹［6-7］

LM565 是通用型集成鎖相環(huán)，包括一個(gè)用于低失真FM解調(diào)的穩(wěn)態(tài)高線性電壓控制振蕩器和具有良好載波抑制功能的雙平衡相位檢測(cè)器

簡(jiǎn)要介紹LM565 中鎖相環(huán)的工作原理:鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)一個(gè)相位跟蹤的功能，它主要由3 個(gè)部分組成:鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)。由壓控振蕩器給出一個(gè)信號(hào)，這個(gè)信號(hào)的一部分作為輸出，另一部分通過分頻與相位同步回路的IC 所產(chǎn)生的本振信號(hào)進(jìn)行相位比較，為了保持頻率不變，就要要求相位差不發(fā)生改變，若相位差改變，則相位同步回路IC 的電壓輸出端的電壓變化，以此來控制壓控振蕩器，直到相位差恢復(fù)原值，從而達(dá)到鎖頻的目的。

3.2 鎖相環(huán)的捕捉鎖定過程［8］

當(dāng)輸入信號(hào)的頻率與壓控振蕩器的頻率不相等時(shí)，在LM565 的鑒相器(PD)中會(huì)產(chǎn)生差拍波形，此波形又會(huì)饋入鎖相環(huán)路去調(diào)制壓控振蕩器。當(dāng)壓控振蕩器頻率接近輸入波形頻率時(shí)，差拍頻率降低，此時(shí)差拍波形的底部和頂部會(huì)越來越平。當(dāng)壓控振蕩器的頻率遠(yuǎn)離輸入頻率時(shí)，差頻增加，差拍波形變尖。這種不對(duì)稱波形中的直流分量會(huì)使壓控振蕩器的頻率不斷接近輸入頻率，直至環(huán)路鎖定。環(huán)路輸入信號(hào)至環(huán)路到達(dá)鎖定狀態(tài)的所需時(shí)間稱為捕捉時(shí)間。

4 傳統(tǒng)解調(diào)電路設(shè)計(jì)分析

4.1 解調(diào)電路信號(hào)源的選取

所選信號(hào)源為Tektronix 公司所生產(chǎn)的AFG3021B 函數(shù)信號(hào)發(fā)生器，它可發(fā)出1 μHz ～25 MHz 的正弦波及各類型調(diào)制波形，可實(shí)現(xiàn)FSK 速率可調(diào)，F(xiàn)SK 兩路信號(hào)頻率可調(diào)，波形幅度可調(diào)等功能［9］，且有波形輸出口和控制電平輸出口，只要按照MSK 所要求的頻率關(guān)系來選擇適當(dāng)?shù)念l率控制字，就可以用實(shí)現(xiàn)FSK 同樣的方法來獲得MSK 信號(hào)。

4.2 傳統(tǒng)解調(diào)電路的設(shè)計(jì)

首先在LM565 芯片的基礎(chǔ)上添加外圍電路實(shí)現(xiàn)MSK 信號(hào)的初步解調(diào)，在進(jìn)行初步解調(diào)電路的設(shè)計(jì)時(shí)，鑒相器工作在鑒頻狀態(tài)，輸入的MSK 調(diào)制信號(hào)在鑒相器中進(jìn)行變換，變換后的波形會(huì)包含反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量，而后LM565 的低通濾波器對(duì)信號(hào)的平均分量進(jìn)行濾波，輸出即為所得的MSK 解調(diào)信號(hào)。解調(diào)電路的基本框圖如圖2 所示。

圖2 MSK 解調(diào)器基本框圖

圖2中，電位器W1，電阻R1、R2組成的電阻網(wǎng)絡(luò)確定VCO 的控制電壓uc(t)，電容C0，電位器W2組成的定時(shí)電路確定VCO 的固有振蕩頻率ωv

式(2)中:R0為外接定時(shí)電阻(Ω);C0為外接定時(shí)電容(F)。一般取C0=0.02 μf，7、8 腳之間的電容C1為反饋電容，通常取0.001 μf 至0.01 μf，由C2組成的環(huán)路濾波器應(yīng)保證鑒相器輸出(7 腳)信號(hào)中的所有頻率分量均能順利通過，其閉環(huán)響應(yīng)的自然頻寬為

式(3)中:RA=3.6 kΩ(鎖相環(huán)內(nèi)部電阻)，C1為外接濾波電容。對(duì)應(yīng)的阻尼因子為

6 腳接電阻提供參考比較電壓。R3、R4、R5與C3、C4、C5組成輸出低通濾波器可取出7 腳輸出信號(hào)的平均分量。在低通濾波器后接一電壓比較器，將解調(diào)電壓與LM565 的6 腳輸出電壓進(jìn)行比較，達(dá)到輸出的解調(diào)電壓與TTL 電平兼容的目的［10］，確定電壓比較器的型號(hào)為L(zhǎng)M339。

4.3 解調(diào)電路元件參數(shù)計(jì)算

通常在甚低頻通信中，調(diào)制信號(hào)一般為中心頻率為20 kHz 的MSK 信號(hào)，頻偏要求控制在400 Hz 以內(nèi)。故取在MSK 中心頻率20 kHz 的條件下計(jì)算元件參數(shù)。

R1、R2為平衡電阻，通常，500 Ω ＜R1=R2＜2 kΩ，此處取R1=R2=1 kΩ，W1=100 kΩ。

上文已指出，取:C0=0.02 μf，C1=0.001μf。

W2作為調(diào)整VCO 固有振蕩頻率的電位器取W2=5 kΩ。調(diào)整W2使壓控振蕩器諧振于20 kHz 的中心頻率上。

擬取C2=0.000 1 μf，由式(3)得:

fn＞2f0=40 000(Hz)，滿足電路要求。

對(duì)于由3 個(gè)電阻和3 個(gè)電感組成的低通濾波器，由二階三型低通濾波器的計(jì)算得

取C=0.02 μf，求得:R=R3=R4=R5=825 Ω，R6=R3+R4+R5=2 475 Ω。這里，可取R=820 Ω，R6=2.5 kΩ。

由文獻(xiàn)［11］得，壓控振蕩器的頻率若要得到有效地控制，需將由信號(hào)源發(fā)出的MSK 輸入信號(hào)電壓設(shè)定為10 mV ＜V2＜100 mV，初步計(jì)劃將V2調(diào)至50 mV，2 腳的最小電壓:

細(xì)調(diào)W1，使V2=50 mV。

4.4 解調(diào)結(jié)果分析

電路搭建完畢后，通過±5 V 開關(guān)電源供電，首先微調(diào)W1，用萬用表測(cè)量LM565 的2 腳電壓，直至達(dá)到50 mV 左右，其次調(diào)整W2，當(dāng)W2取值合適時(shí)，壓控振蕩器諧振于20 kHz的中心頻率上，解調(diào)效果最佳。

MSK 中心頻率為20 kHz，頻偏分別為1 kHz，400 Hz，100 Hz的示波器輸出圖如圖3、圖4、圖5，上半部分TTL 為經(jīng)過電路解調(diào)MSK 對(duì)應(yīng)基帶信號(hào)，下半部分TTL 為信號(hào)源輸出基帶信號(hào)。

從圖3、圖4、圖5 得:當(dāng)MSK 頻偏在1 kHz 時(shí)，解調(diào)后TTL 基本對(duì)應(yīng)原始基帶信號(hào)，MSK 能被完整地解調(diào)出來。當(dāng)MSK 頻偏為400 Hz 時(shí)，解調(diào)后TTL 中出現(xiàn)突變成份，說明此時(shí)鎖相環(huán)對(duì)頻率躍變信號(hào)的跟蹤性能下降，不能達(dá)到鎖定狀態(tài)，且頻偏越小，解調(diào)效果越差。當(dāng)MSK 頻偏為100 Hz 時(shí)，MSK 已基本不能被解調(diào)。為解決此問題，作以下討論。

圖3 1 kHz 頻偏MSK 解調(diào)效果

圖4 400 Hz 頻偏MSK 解調(diào)效果

圖5 100 Hz 頻偏MSK 解調(diào)效果

分析表明，鎖相環(huán)實(shí)際是一個(gè)誤差控制系統(tǒng)，鎖相環(huán)相位誤差傳遞函數(shù)框圖如圖6［12］。

圖6 鎖相環(huán)傳遞函數(shù)框圖

在進(jìn)行相位差計(jì)算時(shí)，鑒相器可等效為一個(gè)比例放大環(huán)節(jié)，壓控振蕩器可等效為積分環(huán)節(jié)。故對(duì)于鎖相環(huán)的低通濾波器部分，經(jīng)計(jì)算該濾波器的傳函可表示為

進(jìn)而，由圖6 得，該鎖相環(huán)的相位傳函為

則鎖相環(huán)的相位誤差傳遞函數(shù)為

以最簡(jiǎn)單的一階環(huán)路濾波器為例，令

由式(10)得，鎖相環(huán)的動(dòng)態(tài)性能可等效為一個(gè)三階控制系統(tǒng)，故響應(yīng)時(shí)間、超調(diào)、誤差等特征必然存在，且鎖相環(huán)內(nèi)部的濾波環(huán)節(jié)對(duì)其動(dòng)態(tài)特性也會(huì)有影響。故對(duì)于頻率瞬變且瞬變幅度較小的信號(hào)，鎖相環(huán)可能難以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確鎖相。

進(jìn)一步分析MSK 頻偏較小時(shí)解調(diào)效果較差的原因，在式(4)中，令ω1(t)=ωv+Δω·u(t)，其中u(t)為階躍函數(shù)，Δω 為頻率躍變幅度。因Δω 的積分是θ1(t)，滿足θ1(t)=故有:

雖然由式(12)得出系統(tǒng)最終相位誤差為零。實(shí)際上系統(tǒng)相位誤差與公式中的參數(shù)也密切相關(guān)。在環(huán)路系統(tǒng)為高增益時(shí):時(shí)，相位誤差為零;在環(huán)路系統(tǒng)為低增益時(shí):相位誤差將不再為零［13］。故從理論上得出在系統(tǒng)增益較低時(shí)，即MSK 頻偏較小時(shí)，解調(diào)效果將會(huì)變差。

從實(shí)際輸出圖像證明上結(jié)論，取圖3 中a 點(diǎn)為測(cè)量點(diǎn)，a點(diǎn)測(cè)得為VCO 控制電壓，將a 點(diǎn)接至示波器，將輸出波形與LM339 的MSK 解調(diào)后波形比較。由于需觀察輸出波形的直交流分量合成圖像，故將示波器的兩輸入通道設(shè)定為AC 模式。分別觀察MSK 頻偏為1 kHz，400 Hz，100 Hz 的輸出對(duì)比圖，如圖7、圖8、圖9 所示。

圖7 1 kHz 頻偏對(duì)比圖

圖8 400 Hz 頻偏對(duì)比圖

圖9 100 Hz 頻偏對(duì)比圖

以上3 幅圖像數(shù)據(jù)中，幅值較小的圖像為VCO 控制電壓輸出波形，TTL 為解調(diào)后輸出基帶信號(hào)。在MSK 頻偏為1 kHz 時(shí)，MSK 兩路信號(hào)的相位能夠明顯地被區(qū)分出來，且相位差保持一個(gè)定值，鎖相環(huán)可以達(dá)到一個(gè)鎖定狀態(tài)，解調(diào)后的TTL 效果較好。頻偏為400 Hz 時(shí)，兩路信號(hào)的相位差變小，壓控振蕩器產(chǎn)生漂移，鎖相環(huán)的相位跟蹤性能下降，解調(diào)后TTL 出現(xiàn)突變毛刺。頻偏為100 Hz 時(shí)，兩路信號(hào)的相位差基本為零，鎖相環(huán)已不能達(dá)到鎖定狀態(tài)，解調(diào)出TTL 效果較差。

4.2 節(jié)已提到，甚低頻通信系統(tǒng)要求MSK 頻偏在400 Hz內(nèi)被完整解調(diào)，故采用本節(jié)設(shè)計(jì)的電路并不能在通信要求范圍內(nèi)有效控制動(dòng)態(tài)調(diào)諧開關(guān)。本文擬對(duì)原始解調(diào)電路添加直流再生部分，使峰值電壓始終保持在一定值上，驗(yàn)證優(yōu)化后解調(diào)電路的解調(diào)效果。

5 優(yōu)化后解調(diào)電路的設(shè)計(jì)與搭建

對(duì)于頻偏較小的信號(hào)，由于解調(diào)輸出信號(hào)小，壓控振蕩器的漂移將會(huì)造成比較器工作點(diǎn)的漂移而產(chǎn)生誤差［14］。優(yōu)化后電路為克服上述缺點(diǎn)，在電路上加有直流再生部分，使信號(hào)峰值保持在一定值上，旨在克服壓控振蕩器的漂移現(xiàn)象，電路原理圖如圖10 所示。

圖10 靈敏MSK 解調(diào)器

圖10 中，LM565 和比較器LM311 構(gòu)成的解調(diào)電路和一般的頻率解調(diào)電路基本上是相同的。所不同的是，該電路中A2的3 腳輸入信號(hào)不是從LM565 的6 腳取出，而是從峰值保持電路A1取出。在調(diào)頻輸入信號(hào)的間隔內(nèi)，A1的輸出為低電平，于是保持電容C6通過A1的低輸出阻抗放電，并保持信號(hào)峰值。采用這種直流再生的辦法，盡管壓控振蕩器存在漂移，但峰值保持電路的輸出可以跟蹤，因此，比較器可以正常工作。此電路從理論上來說可實(shí)現(xiàn)靈敏解調(diào)。進(jìn)一步從實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)證實(shí)上文理論，按圖10 搭建電路，調(diào)試W2，在示波器上分別觀察MSK 頻偏為400 Hz、200 Hz、100 Hz 時(shí)的輸出對(duì)比圖，如圖11、圖12、圖13 所示。

圖11 400 Hz 頻偏解調(diào)結(jié)果對(duì)比圖

圖12 200 Hz 頻偏解調(diào)結(jié)果對(duì)比圖

圖13 100 Hz 頻偏解調(diào)結(jié)果對(duì)比圖

以上3 幅圖中，幅值較大的TTL 為MSK 經(jīng)解調(diào)后輸出的基帶信號(hào)，幅值稍小圖像為L(zhǎng)M565 的VCO 控制電壓輸出信號(hào)，幅值最小圖像為VCO 控制電壓經(jīng)過濾波后信號(hào)，MSK頻偏400 Hz 時(shí)，解調(diào)效果較好，MSK 頻偏縮小為200 Hz 時(shí)，解調(diào)效果依然很好，當(dāng)MSK 頻偏為100 Hz 時(shí)，解調(diào)圖線出現(xiàn)毛刺突變。通過圖7、8、19 與圖11、12、13 的對(duì)比，得出優(yōu)化后的解調(diào)電路解調(diào)靈敏度明顯好于傳統(tǒng)解調(diào)電路，解調(diào)靈敏度(MSK 頻偏)提高了約300 Hz，解調(diào)出控制動(dòng)態(tài)調(diào)諧開關(guān)的基帶信號(hào)符合甚低頻通信系統(tǒng)的要求。

6 結(jié)束語(yǔ)

對(duì)于甚低頻發(fā)射天線而言，在動(dòng)態(tài)調(diào)諧時(shí)，電路中的電感量要被精準(zhǔn)的控制變化必須有可靠靈敏的解調(diào)電路提供控制信號(hào)，故對(duì)MSK 解調(diào)器解調(diào)靈敏度的進(jìn)一步優(yōu)化是十分必要的。

在傳統(tǒng)鎖相環(huán)解調(diào)電路的基礎(chǔ)上，添加峰值保持電路，使解調(diào)器在解調(diào)頻偏較小的MSK 信號(hào)時(shí)，峰值保持電路的輸出能夠始終跟蹤壓控振蕩器的漂移，進(jìn)一步通過電壓比較器得到效果良好的解調(diào)信號(hào)。試驗(yàn)表明:優(yōu)化后的MSK 解調(diào)器將解調(diào)靈敏度提高了約300 Hz，解調(diào)出的MSK 基帶信號(hào)符合甚低頻發(fā)射天線動(dòng)態(tài)調(diào)諧所需控制信號(hào)的要求。

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