2.45 GHz微波整流電路設(shè)計(jì)

商 鋒， 郭根武

(西安郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院, 陜西 西安 710121)

2.45 GHz微波整流電路設(shè)計(jì)

商 鋒， 郭根武

(西安郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院, 陜西 西安 710121)

為了將2.45GHz微波能量轉(zhuǎn)換為直流能量，采用二極管結(jié)合微帶線結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)出一個(gè)微波整流電路。用微波電路仿真軟件ADS 2011對電路進(jìn)行仿真及優(yōu)化，其微波-直流轉(zhuǎn)換效率仿真結(jié)果可以達(dá)到80%以上。對實(shí)物加工和測試，其實(shí)際轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到65%以上。由于該整流電路具有小型化、高轉(zhuǎn)換效率特點(diǎn)，可用于微波輸能(MPT :Microwave Power Transmission) 系統(tǒng)。

微波整流；轉(zhuǎn)換效率；微波輸能

微波輸能以微波為載體實(shí)現(xiàn)能量的無線傳輸，拓展了微波作為信息載體的功能，其系統(tǒng)涉及微波的多個(gè)研究領(lǐng)域,包括微波功率發(fā)生器、空間功率合成、波束控制、接收天線、微波整流電路、整流天線組陣技術(shù)等[1]。自W.C.Brown于1964年提出微波輸能至今已經(jīng)發(fā)展50年，歐美和日本等國將微波輸能作為空間太陽能電站的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，開展了大量的理論與實(shí)驗(yàn)研究[2]。我國的微波輸能最早由林為干院士引入并進(jìn)行了相關(guān)討論，如今已有多家高校和科研院所進(jìn)行研究和探索。除了太陽能電站，微波輸能還可以應(yīng)用于無線傳感網(wǎng)、射頻識(shí)別等領(lǐng)域[3]。

作為微波輸能系統(tǒng)中的關(guān)鍵部分微波整流電路，用于將微波能量轉(zhuǎn)化為直流能量以供后端系統(tǒng)直接使用。其研究主要集中在ISM(Industrial, Scientific and Medical)公用頻段，如2.45 GHz和5.8 GHz，其中2.45 GHz微波整流電路能夠提供更為實(shí)用的直流輸出電壓以及更大的功率容量。目前很多的微波整流電路的研究已經(jīng)可以達(dá)到很高的轉(zhuǎn)換效率，但考慮實(shí)際接收天線陣列，由于其每個(gè)單元接收的功率不同，而且由于微波整流電路的轉(zhuǎn)換效率與輸入功率、直流負(fù)載緊密相關(guān)[4]，因此要求電路在一定動(dòng)態(tài)范圍的輸入功率和直流負(fù)載下均有很高的轉(zhuǎn)換效率。本文所設(shè)計(jì)的電路在輸入功率16～25 dBm，負(fù)載為1 000～6 000 Ω的范圍內(nèi)均可以達(dá)到很高的效率。

1 電路設(shè)計(jì)原理

微波整流電路結(jié)構(gòu)如圖1，一般包括：輸入濾波器、微波整流二極管、輸出濾波器、阻抗匹配電路和負(fù)載。

圖1 整流電路原理

1.1 二極管的選擇

在整個(gè)微波整流系統(tǒng)中，微波二極管是最關(guān)鍵的元件。二極管的參數(shù)影響著電路的尺寸和系統(tǒng)的總體轉(zhuǎn)換效率。通過對轉(zhuǎn)換效率和二極管輸入阻抗的分析可以得出：減小二極管的零偏置結(jié)電容Cj0，增大二極管串聯(lián)電阻Rs，可以一定程度上提高整流效率，但同時(shí)也增大了二極管的電阻損耗[5]；另外，還要盡量選擇反向電壓大的管子，反向電壓大的管子所能允許的輸入功率就越大，這樣就能減少天線單元分組的數(shù)量，即減少整流電路數(shù)量，進(jìn)而減少直流合成帶來的功率損耗，從而降低了整個(gè)系統(tǒng)的復(fù)雜度，提高效率。所以在選擇二極管時(shí)，主要考慮它的零偏置結(jié)電容Cj0、串聯(lián)電阻Rs、反向擊穿電壓Vbr[6]。

目前整流電路的研究中采用的二極管有AgilentHSMS-285x、Agilent HSMS-286x、MA4E1317，或者選擇功率容量大的GaAs、GaN等晶體管；本文兼顧管子的功率容量、整流效率、可靠性等因素，最終選擇Avago的肖特基HSMS-282c二極管，其封裝形式為SOT-323[7],主要參數(shù)

Bv=12 V,Cj0=0.7 pF,Rs=6 Ω,Ibv=0.1 mA。

結(jié)構(gòu)示意圖如圖2。

圖2 二極管結(jié)構(gòu)

1.2 輸入和輸出濾波器的設(shè)計(jì)

輸入低通濾波器在整流電路中主要實(shí)現(xiàn)反射二極管所產(chǎn)生的高次諧波的功能，在實(shí)現(xiàn)這一功能的同時(shí)也濾除了來自微波接收天線的除基頻成份外的其它頻率分量。濾波器的設(shè)計(jì)方法有很多，本文選用集成度較高的阻抗階躍濾波器。為了與天線的輸入阻抗保持一致，其輸入和輸出阻抗都取為50 Ω。

輸出濾波器的設(shè)計(jì)兩種：一種是輸入濾波器只讓基波無耗通過，阻止高次奇次諧波通過，同時(shí)輸出濾波器不僅讓直流通過，還允許高次偶次諧波無耗通過，而阻止基波和高次奇次諧波通過。這樣高次奇次諧波被限制在輸入、輸出濾波器之間，以提高二極管的整流效率；另一種是輸入濾波器只讓基波無耗通過，阻止高次諧波通過，同時(shí)輸出濾波器只允許直流通過，阻止基波和高次諧波通過，這樣高次諧波被限制在輸入、輸出濾波器之間，以提高二極管的整流效率[8]。輸出濾波器還有一個(gè)很重要的功能就是提高所輸出直流的平穩(wěn)度。

目前的輸出濾波器設(shè)計(jì)多采用λ/4微帶線與射頻電容并聯(lián)實(shí)現(xiàn)，這樣的結(jié)構(gòu)由于存在集總元件而引入寄生效應(yīng)對效率產(chǎn)生影響，本文用等效的短節(jié)線將電容替代，并與λ/4微帶線串聯(lián)，從而阻止高次諧波通過，然后通過ADS調(diào)節(jié)微帶線特征阻抗Z0的大小及微帶線的長度l進(jìn)一步優(yōu)化設(shè)計(jì)。

1.3 匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

二極管的輸入阻抗是隨著頻率及輸入電平大小的變化而變化的，所以匹配網(wǎng)絡(luò)也只能在一定輸入功率范圍內(nèi)的基頻上實(shí)現(xiàn)匹配。整流電路設(shè)計(jì)原理不同，所采用的匹配網(wǎng)絡(luò)的方法也不同，匹配方法有枝節(jié)匹配、在波節(jié)點(diǎn)處接入λ/4微帶線進(jìn)行阻抗匹配、采用λ/4和λ/8阻抗變換線進(jìn)行匹配等幾種方式。但不管采用哪種方法，都是先保證從二極管端看向負(fù)載端的阻抗為純電阻，然后再進(jìn)行阻抗匹配。微波接收天線和整流電路間良好的匹配不僅能使整流電路進(jìn)行最大功率傳輸，同時(shí)能提高整流效率。本文多采用λ/4阻抗變換線匹配。

2 電路仿真分析

用ADS2011原理圖仿真步驟如下。

(1)根據(jù)設(shè)計(jì)原理分別設(shè)計(jì)輸入、輸出濾波器。

(2)根據(jù)輸入濾波器的輸出阻抗及從二極管端看向負(fù)載的輸入阻抗進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。

(3)把微波接收天線用一個(gè)內(nèi)阻為50 Ω的功率源代替，分別把功率源、輸入濾波器、匹配網(wǎng)絡(luò)、二極管、輸出濾波器、負(fù)載依次連接，從而對整個(gè)整流電路進(jìn)行仿真。

原理圖仿真可通過改變微帶線的長度及寬度來優(yōu)化仿真結(jié)果，通過對輸入功率和負(fù)載的掃描，找到使整流效率達(dá)到最高的負(fù)載及輸入功率的值。由于理想的ADS仿真模型會(huì)造成工作頻率偏移和阻抗失配,使得實(shí)際測試效率很低。為了使仿真結(jié)果與實(shí)際更接近，原理圖仿真之后需再進(jìn)行原理圖-版圖聯(lián)合仿真(co-simulation)。又由于二極管的非線性，在大信號(hào)下會(huì)產(chǎn)生高次諧波，所以在對整流電路進(jìn)行原理圖仿真時(shí)要采用大信號(hào)S參數(shù)(LSSP)仿真和諧波平衡(HB)仿真。

本文設(shè)計(jì)的整流電路采用二極管串聯(lián)的連接方式，電路基片介電常數(shù)εr為2.65、厚度h為1.0 mm、導(dǎo)帶銅厚t為0.038 mm、損耗角正切tanδ為0.002、最高諧波仿真次數(shù)為10次。

仿真原理如圖3所示。

圖3 仿真原理

聯(lián)合仿真原理如圖4所示。

圖4 聯(lián)合仿真原理

經(jīng)過優(yōu)化當(dāng)RL=3 494 Ω，輸入功率Putin=23.4 dBm時(shí)，整流電路轉(zhuǎn)換效率最高可以達(dá)到η=84%；當(dāng)RL=3 494 Ω，輸入功率Putin從16 dBm到25 dBm變化時(shí)，整流電路轉(zhuǎn)換效率η隨Putin的變化曲線如圖5所示。

圖5 效率隨輸入功率變化曲線

當(dāng)Putin=23.4 dBm，負(fù)載RL在1 000～6 000 Ω變化時(shí)，效率η隨負(fù)載Rl的變化曲線如圖6。

圖6 效率隨負(fù)載變化曲線

由仿真結(jié)果得出：當(dāng)RL=3 494 Ω，輸入功率Putin從16 ～ 25 dBm變化時(shí)，轉(zhuǎn)換效率η會(huì)隨著輸入功率Putin遞增，直到達(dá)到最大值開始下降。這是因?yàn)槎O管工作在非線性區(qū)域，內(nèi)部會(huì)激勵(lì)出很強(qiáng)的高次諧波，隨著輸入功率的不斷提高，二極管兩端電壓的峰值也在不斷增大，整流效率也將遞增，直到兩端電壓增大到二極管的擊穿電壓Vbr時(shí)，二極管的整流效率將會(huì)急劇下降；當(dāng)Putin=23.4 dBm，負(fù)載RL在1 000～6 000 Ω變化時(shí)，只有負(fù)載RL=3 500 Ω左右時(shí)時(shí)，轉(zhuǎn)換效率η會(huì)比較高；另外對于以上兩種情況，整流電路的轉(zhuǎn)換效率η均在60%以上。

3 實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果分析

測試方法是：輸入端用羅德與施瓦茨(RS)公司的SML03信號(hào)源來代替微波接收天線，提供測試所需要的2.45 GHz的微波信號(hào)Pin；輸出端利用萬用表電壓檔測量負(fù)載RL兩端的電壓V，也可用萬用表電流檔來測流經(jīng)負(fù)載的電流，經(jīng)過測試比較發(fā)現(xiàn)測電壓和測電流得到的轉(zhuǎn)化效率是一致的，但選用測電壓來得到輸出端的直流功率操作較為簡單；負(fù)載選用3 296 W可變電阻器，便于測量不同負(fù)載的電壓，然后計(jì)算微波整流電路的射頻-直流轉(zhuǎn)換效率

(1)

HSMS-282c二極管串聯(lián)整流電路實(shí)物照片如圖7所示,尺寸為120 mm × 30 mm。

圖7 電路實(shí)物照片

圖8是當(dāng)RL=3 494 Ω，輸入功率在16～21 dBm之間變化時(shí)，整流效率η隨輸入功率Putin變化曲線，可以看出當(dāng)輸入功率為21 dBm時(shí)，整流效率達(dá)到最大值，約為65.3%。由于受信號(hào)源最大輸出功率的限制，未能測得輸入功率在21 dBm以上時(shí)整流電路的轉(zhuǎn)換效率。但根據(jù)曲線的走勢以及仿真結(jié)果可以得出整流效率η會(huì)隨輸入功率Putin的增加而繼續(xù)提高，直到達(dá)到最大值開始下降。

圖8 效率隨輸入功率變化曲線

圖9是當(dāng)輸入功率為21 dBm時(shí)，負(fù)載在1 000～6 000 Ω之間變化時(shí)，整流效率η隨負(fù)載RL的變化曲線，可以看出當(dāng)RL=3 500 Ω左右時(shí)，整流效率最高約為65%，然而負(fù)載RL在1 000～6 000 Ω變化時(shí)，效率均在50%以上；由此可見，整流電路的轉(zhuǎn)換效率受終端負(fù)載大小的影響，存在最佳負(fù)載。

圖9 效率隨負(fù)載變化曲線

4 結(jié)束語

采用二極管結(jié)合微帶線設(shè)計(jì)的微波整流電路，通過ADS2011分析優(yōu)化，并進(jìn)行了實(shí)際加工與測試，最終得到的電路工作在2.45 GHz，一定動(dòng)態(tài)范圍的輸入功率和直流負(fù)載下均可達(dá)到很高的轉(zhuǎn)換效率，可用于微波輸能系統(tǒng)。在實(shí)測中發(fā)現(xiàn)二極管存在個(gè)體差異性，又由于仿真軟件ADS中使用的二極管模型是線性等效模型，因此為使仿真結(jié)果與實(shí)際測試結(jié)果更接近，接下來可以研究怎樣建立整流二極管的大信號(hào)模型，進(jìn)一步優(yōu)化電路，提高整流效率。

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[責(zé)任編輯:孫書娜]

Design of 2.45 GHz microwave rectifying circuit

SHANG Feng, GUO Genwu

(School of Electronic Engineering, Xi’an University of Posts and Telecommunications, Xi’an 710121, China)

A microwave rectifying circuit with adopted structure of combining microstrip with diode is designed in this paper to convert 2.45 GHz Microwave power into Direct Current (DC) power. The circuit is simulated and optimized with the software ADS 2011. Simulation result shows that the Microwave-DC conversion efficiency is more than 80%. The actual conversion efficiency is more than 65% when processing and testing the circuit. The rectifying circuit has advantages of compact structure, high conversion efficiency, and therefore can be applied to Microwave Power Transmission system (MPT).

microwave rectifying, conversion efficiency, microwave power transmission(MPT)

2014-08-13

商鋒 (1966-)，男，碩士，教授，從事天線理論與工程的研究。E-mail:476436868@qq.com 郭根武(1989-)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)樘炀€理論與工程。E-mail:15109247934@163.com

10.13682/j.issn.2095-6533.2015.01.016

TN313+.5

A

2095-6533(2015)01-0080-04