基于Boost變換器的多脈波整流技術(shù)的諧波抑制研究

劉芳等

摘 要： 在整流系統(tǒng)中，往往存在著大量的諧波，為減輕它們對電網(wǎng)的影響，結(jié)合多脈波整流技術(shù)構(gòu)建了一種基于Boost變換器的諧波抑制電路。電網(wǎng)交流電經(jīng)過變壓器移相，又經(jīng)不控整流電路得到直流電壓，采用兩個Boost電路并入負載，最終通過對Boost電路的控制達到進一步抑制電流諧波的目的。仿真結(jié)果表明，這種方法能夠在多脈波整流電路的基礎(chǔ)上進一步抑制交流側(cè)輸入電流的諧波，以達到更好的諧波抑制效果。

關(guān)鍵詞： 電網(wǎng)； Boost變換器； 多脈波整流； 諧波抑制

中圖分類號： TN710?34 文獻標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）12?0146?04

0 引 言

對于電網(wǎng)而言，很多電力電子裝置都屬于非線性負荷，如變流器或斬波器等。它們派生出來的有害高次諧波注入電網(wǎng)，給電網(wǎng)帶來了嚴重的污染。在電能變換中，電力電子裝置的功率因數(shù)一般較低，無功功率較大，若不對諧波進行有效的抑制，這些問題很有可能使電能質(zhì)量急劇下降，給電網(wǎng)帶來額外的負擔(dān)，增加用電設(shè)備的損耗，降低其效率、壽命。因此，近些年來，諧波和無功問題一直是人們要解決的問題之一。多脈波整流技術(shù)在提高整流器性能方面有著較好的優(yōu)越性，對于解決諧波問題也有其優(yōu)點，但并不能做到完全的解決。因此，本文在多脈波整流系統(tǒng)的基礎(chǔ)上構(gòu)建了一種基于Boost變換器的諧波抑制電路，并針對設(shè)計對象進行了仿真驗證。仿真結(jié)果表明，該技術(shù)能夠有效地抑制交流側(cè)輸入電流的諧波。

1 主電路的結(jié)構(gòu)及分析

圖1為基于Boost變換器的多脈波整流系統(tǒng)原理圖，其整流環(huán)節(jié)采用的是多脈波整流技術(shù)。電網(wǎng)交流電壓經(jīng)過變壓器后發(fā)生移相，由于二次側(cè)變壓器的相序不同，使得上下兩組變壓器的輸出電壓相位錯開[1]。這兩個不同相位的電壓分別經(jīng)過兩個不控整流電路整流，相位差的存在使得整流橋產(chǎn)生的諧波相互抵消，諧波在一定程度上便得到了抑制。在直流側(cè)，采用了兩組Boost電路并聯(lián)至負載的方式，利用控制電路來控制兩組Boost電路中開關(guān)管的通斷，從而抑制輸入電流諧波。

1.1 移相變壓器的結(jié)構(gòu)與匝數(shù)比

移相變壓器采用[ΔΔ-Y]接線方式，變壓器二次側(cè)電壓相位相差30°，輸出電壓為12脈波，電壓紋波明顯減小。同時輸出電流也為12脈波，低次諧波大幅度降低[2]。取三個繞組的相對匝數(shù)比為：

[N1∶N2∶N3=1∶1∶13] （1）

這樣，兩組整流橋輸入線電壓相等。根據(jù)變壓器的結(jié)構(gòu)及匝數(shù)比，整流橋的輸出電壓平均值將會相同。如果要改變整流輸出電壓值，可通過改變變壓器匝比實現(xiàn)。

1.2 Boost電路的參數(shù)選擇

由于兩組Boost電路同時并入負載，可以省去了平衡電抗器的設(shè)計使用，同時可通過控制電路實現(xiàn)直流側(cè)的輸出電壓調(diào)節(jié)。

1.2.1 電感的選擇

Boost變換器中的電感一端連接到輸出電壓，另一端則連接到輸入電壓，其交變頻率為開關(guān)頻率。在DC?DC變換器中，電路最終會到達如圖2所示的“穩(wěn)態(tài)”。狀態(tài)1期間，輸入電壓被加到電感的兩端；狀態(tài)2期間，輸入電壓與電感共同向負載與電容供電。所以，在狀態(tài)1電感電流增大，在狀態(tài)2電感電流減小[3]。

由圖2可知，電感的[Imax]與[IDC]、[IPP]之間存在線性關(guān)系。具體如下：

[Imax=IDC+IPP2=IDC+VC×（1-D）2Lf] （2）

[Imin=IDC-IPP2=IDC-VC×（1-D）2Lf] （3）

式中：f為開關(guān)頻率；D為占空比。

通過應(yīng)用周期平均電流法的穩(wěn)態(tài)情況，先求出[IDC]與負載電流的關(guān)系，從而確定出前者，然后再根據(jù)實際的負載情況，選擇[IPP]，從而確定電感的大小。圖3是電感值不同時整流橋輸出的電流的仿真波形，可通過波形的比較得出適合的電感值。由圖3可知電感值在額定值[L=7 mH]時，輸出電流波形較好。電感L減小時輸出電流波形底部出現(xiàn)削尖。因此還是選擇[L=7 mH]較為理想（滿足自然諧振頻率SRF大于轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率）。

1.2.2 電容的選擇

電容取不同值時負載兩端的電壓波形如圖4所示。由圖可知，電容取值越大，濾波效果越好，但是容量越大，體積越大[4]。考慮實際情況，選[C=1 000 μF]就可滿足要求。

2 控制電路及原理

控制電路針對Boost電路設(shè)計，目的是使得Boost電路的輸入電壓和輸入電流同相位，且均為正弦半波，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。該控制電路采用雙閉環(huán)設(shè)計，其中內(nèi)環(huán)用來控制輸入電流，外環(huán)用來控制輸入電壓，內(nèi)外聯(lián)動，保障系統(tǒng)功能實現(xiàn)?？刂齐娐吩韴D如圖5所示。

電壓環(huán)的給定電壓[ud*]決定了最終的輸出電壓，把它與負載兩端的電壓進行比較，差值送入電壓調(diào)節(jié)器[PI1]中，經(jīng)過比例積分變換后的輸出[id]作為電流給定信號中反應(yīng)電流大小的部分[5]，當(dāng)負載發(fā)生變化時，輸出電壓產(chǎn)生變化，則[id]同時變化，該電流既能反映負載電流的大小，也能反應(yīng)電感電流[iL]的大小。通過乘法器把[id]和[sinωt]相乘，實際上是用[ud1]代替的。在內(nèi)環(huán)中，反饋變送環(huán)節(jié)將檢測到的電感電流[iL1]與[iL1*]進行比較做差，差值送入電流調(diào)節(jié)器[PI2]中，經(jīng)[PI2]調(diào)節(jié)后，再與載波（三角波）進行比較，得到的信號即為控制開關(guān)器件VT的PWM信號[6]。經(jīng)過此PWM信號控制后，該Boost電路的輸入電流[iL1]就能很好地跟蹤指令電流[iL1*]，[ud]也能跟蹤給定電壓[ud*]。

控制電路中給定正弦和載波的獲取依靠下述電路實現(xiàn)。

利用圖6所示同步變壓器，采用Y?Y與Δ?Δ接法，一次側(cè)與主電路變壓器的二次側(cè)輸出電壓連接，這樣即實現(xiàn)了高壓側(cè)與低壓側(cè)的隔離，也保障了信號的同步，同時采用RC濾波，避免網(wǎng)側(cè)高頻干擾影響控制電路。另外，還可以利用同步電壓信號經(jīng)過邏輯電路、積分電路等生成載波信號，完成整個控制電路功能。

圖6 同步變壓器與RC低通濾波電路

3 系統(tǒng)仿真及結(jié)果

對上述基于Boost變換器的多脈波整流系統(tǒng)在Matlab中進行建模仿真，仿真圖如圖7所示。

其中給定指令信號電壓[ud*=400 V]（仿真中直流側(cè)的期望輸出電壓值為400 V）。參考電流環(huán)預(yù)測控制算法[7]和電流電壓雙閉環(huán)控制應(yīng)用分析[8]。[PI1]的參數(shù)為：[P1]=0.04，[I1]=0.002；[PI2]的參數(shù)為：[P2]=0.001，[I2]=0.005。仿真結(jié)果如圖8、圖9所示。

圖8（a）為不帶Boost變換器時系統(tǒng)輸入電流[ia]的波形及其諧波分析，由圖可知，電流的波形與正弦差距較大，11、13次諧波明顯，[ia]的THD值為9.38%；圖8（b）是帶有Boost變換器時的情況，波形很接近正弦波，低次諧波基本都被抑制，[ia]的THD值為2.20%。兩者比較，諧波畸變率有明顯減小[9]。

帶有Boost變換器的多脈波整流系統(tǒng)工作時，負載兩端電壓[ud]、電流[id]的波形如圖9所示，[ud≥400 V]，[id≥25 A]，與給定要求基本一致，由于啟動時有較大的電路沖擊，所以開始階段有一定的超調(diào)，但最終會穩(wěn)定到要求范圍內(nèi)[10]。

4 結(jié) 語

本文對構(gòu)建的多脈波整流電路進行了設(shè)計及仿真。仿真結(jié)果表明，在多脈波整流系統(tǒng)的直流側(cè)增加Boost變換器，能夠?qū)崿F(xiàn)對諧波的進一步抑制，同時降低了輸出電壓紋波，幫助系統(tǒng)更高效的運行。

參考文獻

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