微帶線阻抗不連續(xù)性的補(bǔ)償研究

余文志，李曉磊，吳柏昆，吳 鋒，錢銀博

( 華中科技大學(xué)光學(xué)與電子信息學(xué)院，湖北武漢 430074 )

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微帶線阻抗不連續(xù)性的補(bǔ)償研究

余文志，李曉磊，吳柏昆，吳 鋒，錢銀博

( 華中科技大學(xué)光學(xué)與電子信息學(xué)院，湖北武漢 430074 )

隨著測試儀表板卡中傳輸信號頻率的增加和上升時間變短，板卡中微帶線與金手指寬度不一致引起的阻抗不連續(xù)問題對信號完整性的影響越來越嚴(yán)重。文中提出使用在參考地層構(gòu)建反焊盤的方法對這種阻抗變化進(jìn)行補(bǔ)償，并使用高頻結(jié)構(gòu)仿真軟件HFSS和高頻電路仿真軟件Ansoft Designer對單端和差分情況下的補(bǔ)償效果進(jìn)行時域和頻域仿真。參數(shù)掃描仿真結(jié)果表明，通過選擇合適的反焊盤面積，可以獲得極佳的阻抗補(bǔ)償效果，驗(yàn)證了該方法的可行性和有效性。該研究對實(shí)際PCB設(shè)計中類似問題的解決具有一定的參考價值。

信號完整性；阻抗不連續(xù)；阻抗匹配；HFSS仿真；金手指

0 引言

隨著現(xiàn)代電子行業(yè)的迅猛發(fā)展，電子電路工作速度越來越高，信號上升沿越來越陡，工作頻帶也越來越寬，高速PCB電路設(shè)計已經(jīng)進(jìn)入GHZ時代。這意味著相應(yīng)的測試儀表中信號的速率也隨之提高，而測試儀表對信號傳輸?shù)馁|(zhì)量要求更高，這對測試儀表電路的設(shè)計提出了更高的挑戰(zhàn)。在以往低頻電路設(shè)計中，如線寬突變、過孔、拐角等，顯得無關(guān)緊要的問題，在高速電路設(shè)計中都必須予以重視，處理不好將會導(dǎo)致嚴(yán)重的信號完整性問題[1-2]。高速電路中高速信號走線與其鄰近的參考層構(gòu)成了微帶傳輸線或者是帶狀傳輸線，微帶線的線寬變化會引起微帶線的特征阻抗的變化，即在高速信號傳輸路徑上產(chǎn)生了阻抗不連續(xù)性問題，高速信號傳輸時將產(chǎn)生反射和失真，引起信號完整性問題。所以在高速電路設(shè)計時，要盡量保持走線寬度一致，但在實(shí)際的PCB設(shè)計中，如芯片引腳與微帶線的連接，耦合電容與微帶線的連接，微帶線與金手指的連接等，都會無可避免的出現(xiàn)線寬跳變，從而導(dǎo)致阻抗不連續(xù)問題。針對上述問題，從實(shí)際應(yīng)用出發(fā)，針對儀表板卡設(shè)計中常見的微帶線與金手指的過渡問題，用高頻結(jié)構(gòu)仿真軟件HFSS建立了微帶線與金手指連接的三維仿真模型，結(jié)合高頻電路仿真軟件Ansoft Designer，從頻域和時域角度對此問題進(jìn)行了分析和研究。

1 模型建立與理論分析

如圖1所示，微帶線與金手指連接是一個寬度在連接處發(fā)生跳變的結(jié)構(gòu)，微帶線的寬度為W1，金手指的寬度為W2。由微帶線常用阻抗計算公式[3]

(1)

式中：H表示微帶線與信號參考層間介質(zhì)厚度；εr為介質(zhì)的介電常數(shù)；W為微帶線線寬；T為微帶線厚度。

圖1 模型示意圖

由式(1)可知微帶線阻抗為Z1，金手指部分阻抗為Z2，在連接處發(fā)生了阻抗突變。假定信號傳播方向?yàn)槲Ь€傳向金手指端，從電壓電流角度看，在微帶線一側(cè)電壓為V1，在金手指一側(cè)電壓為V2，可以將V1分為正向傳輸電壓Vin和反向傳輸電壓Vreflect，將V2記為傳輸電壓Vtrans。則可得此結(jié)構(gòu)的反射系數(shù)為[4]

(2)

傳輸系數(shù)為

(3)

由以上兩式可知，只要知道兩阻抗的變化就可以知道反射系數(shù)和傳輸系數(shù)的大小，因此在信號完整性設(shè)計時，要更多的關(guān)注阻抗的變化，想辦法控制兩側(cè)阻抗的變化，才能得到盡量小的反射系數(shù)和盡量大的傳輸系數(shù)。但一般微帶線為了滿足阻抗匹配都有特殊的阻抗要求，按照微帶線阻抗設(shè)計的結(jié)構(gòu)，其中εr、H和T幾個參數(shù)均已確定，而金手指的尺寸也由相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)確定，由式(1)來看金手指部分阻抗似乎無法改變。但式(1)并沒有考慮到信號返回路徑對微帶線阻抗的影響，實(shí)際上均勻微帶線的特性阻抗在數(shù)值上與瞬態(tài)阻抗相等，其計算公式如下

(4)

式中：Z為特性阻抗；C0為單位長度電容量；εr為介質(zhì)材料的介電系數(shù)。

由式(4)可知，影響特性阻抗的主要因素為單位長度電容量和介質(zhì)材料介電系數(shù)，對于確定設(shè)計介質(zhì)介電系數(shù)固定，所以單位長度電容量為主要影響因素，通過控制單位長度容量即可以達(dá)到控制阻抗大小的目的。信號傳輸時，微帶線與其回流路徑存在一定的電荷量，所以在微帶線和回流路徑之間產(chǎn)生相應(yīng)大小的電容。如果減小回流路徑，其單位長度電容將減小，其特性阻抗將變大；反之，其單位長度電容增大，其特性阻抗將變小。由式(1)可知金手指在其它參數(shù)一定情況下，其寬度如果較微帶線寬，其阻抗將小于微帶線阻抗，減小回流路徑可使金手指部分阻抗增大，通過優(yōu)化設(shè)計將能使微帶線和金手指阻抗匹配達(dá)到最佳狀態(tài)，使反射得以減小[5]。

2 仿真與分析

2.1 單端情況仿真分析

在HFSS中建立如圖2所示模型[6]，模型中介質(zhì)材料為Roges4350，其厚度H為3.8 mil(1 mil=25.4 μm)，相對介電系數(shù)εr為3.66，微帶線寬度W1為7.3 mil，長度l1為440 mil，特征阻抗約為50 Ω，金手指寬度W2為24 mil，長度l2為60 mil。參考地銅厚為1.2 mil，其中金手指下方參考層被沿著金手指對稱中心線挖開形成一個反焊盤，其寬度為2l，長度為l2。

(a)模型截面圖

(b)模型俯視圖

在HFSS中建立以上模型結(jié)構(gòu)，通過控制l的大小，即可控制反焊盤的面積，實(shí)現(xiàn)對回流路徑大小的控制，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對金手指部分阻抗的控制。為了研究反焊盤大小對金手指部分阻抗的影響，獲得最佳的阻抗匹配效果，在HFSS中將l設(shè)置為掃描參數(shù)，獲得了l取不同值時的回波損耗曲線，如圖3所示。

圖3 不同l取值下單端回波損耗曲線

由圖3，可以看到回波損耗隨著頻率增大而增大，意味著信號中高頻部分反射較嚴(yán)重，傳輸損耗較大，信號將產(chǎn)生失真。在沒有進(jìn)行反焊盤補(bǔ)償時，其回波損耗最大。隨著反焊盤面積的增大，其回波損耗先減小，當(dāng)l超過15 mil后，其回波損耗隨著反焊盤的增大而增大，其回波損耗在l=15 mil時達(dá)到最小。

通過以上仿真得到了反焊盤大小與回波損耗之間的關(guān)系，并確定了最優(yōu)的l取值。為了研究形成這種變化趨勢的原因，以及反焊盤對信號完整性的補(bǔ)償效果，使用電路仿真軟件Ansoft designer和HFSS建立如圖4所示的聯(lián)合仿真模型[6-7]。進(jìn)行聯(lián)合仿真后，得到如圖5所示的TDR曲線以及如圖6所示的波形曲線。

(a)TDR曲線仿真電路

(b)波形仿真電路 圖4 單端情況時域仿真電路

圖6 不同l取值下單端波形曲線

由圖5可以看到，微帶線傳輸部分阻抗在50 Ω附近，在沒有進(jìn)行反焊盤補(bǔ)償時，金手指部分的阻抗僅為33 Ω左右，與微帶線阻抗嚴(yán)重失配，將產(chǎn)生嚴(yán)重的信號完整性問題，如圖6所示此時波形產(chǎn)生了比較嚴(yán)重的畸變。在進(jìn)行反焊盤補(bǔ)償后，隨著反焊盤面積的增加，金手指部分的阻抗逐漸增加，波形畸變也逐漸減小。當(dāng)l<15 mil時，由于補(bǔ)償不夠，金手指阻抗小于50 Ω，仍得不到較好的阻抗匹配效果。當(dāng)l等于15 mil時，可以看到金手指部分的阻抗已達(dá)到50 Ω左右，TDR曲線在50 Ω附近小范圍波動，此時達(dá)到了很好的阻抗匹配效果，故在此條件下可獲得最小的回波損耗，此時波形近似于標(biāo)準(zhǔn)方波。當(dāng)l超過15 mil時，由于補(bǔ)償過多，金手指部分阻抗超過了50 Ω，仍將出現(xiàn)阻抗匹配問題，波形出現(xiàn)過沖現(xiàn)象。所以使用反焊盤進(jìn)行阻抗調(diào)整時，必須使用合適的反焊盤大小才能獲得最佳的效果。

2.2 差分情況仿真分析

隨著高速電路工作速度越來越高，對信號完整性要求越來越高，差分微帶線得到越來越多的應(yīng)用，差分微帶線與連接的金手指之間同樣存在阻抗失配的問題。將單端微帶線中驗(yàn)證得到的補(bǔ)償方法進(jìn)行進(jìn)一步推廣，用于差分微帶線的阻抗補(bǔ)償研究中。

在HFSS中建立如圖7所示模型[6]，模型中介質(zhì)材料為Roges4350，其厚度H為6 mil，相對介電系數(shù)εr為3.66，微帶線寬度W1為7.3 mil，間距S1為6 mil，長度l1為440 mil，特征阻抗約為100 Ω，金手指寬度W2為24 mil，間距S2為8 mil，長度l2為60 mil。參考地銅厚為1.2 mil，其中兩個金手指下方參考層被沿著金手指對稱中心線挖開形成2個反焊盤，其寬度為2l，長度為l2。

在HFSS建立如圖7所示的模型，如單端微帶線研究中一樣，將l設(shè)置為掃描參數(shù)，在HFSS中對不同l值進(jìn)行了掃描分析，得到如圖8所示的曲線。

(a)模型截面圖

(b)模型俯視圖

圖8 不同l取值下差分回波損耗曲線

由圖8可知，回波損耗曲線表現(xiàn)出與單端情況相似的變化趨勢，其回波損耗隨頻率增大而增大，隨著反焊盤面積的增大，其回波損耗先減小，當(dāng)l超過40 mil后，其回波損耗隨著反焊盤的增大而增大，其回波損耗在l=40 mil時達(dá)到最小。

從阻抗變化來看，使用Ansoft designer和HFSS建立如圖9所示的聯(lián)合仿真模型[6-7]，進(jìn)行聯(lián)合仿真后，得到如10所示的TDR曲線以及如圖11所示的波形曲線。

(a)TDR曲線仿真電路

(b)波形仿真電路圖9 差分情況時域仿真電路

圖10 不同l取值下差分TDR曲線

圖11 不同l取值下差分波形曲線

由圖10可以看到，在沒有進(jìn)行反焊盤補(bǔ)償時，金手指部分的差分阻抗僅為77 Ω左右，與微帶線100 Ω差分阻抗相差較大，信號反射較嚴(yán)重，波形出現(xiàn)較嚴(yán)重失真(如圖11所示)。在進(jìn)行反焊盤補(bǔ)償后，隨著反焊盤面積的增加，金手指部分的阻抗逐漸增加，波形失真減小。當(dāng)l達(dá)到40 mil時，可以看到金手指部分的差分阻抗已接近100 Ω，TDR曲線在100 Ω附近小范圍波動，此時達(dá)到了很好的阻抗匹配效果，故在此條件下可獲得最小的回波損耗和最佳的波形。l在40 mil附近時可以看到阻抗變化與單端TDR曲線變化類似，但阻抗變化沒有單端時變化那么劇烈，波形變化不明顯。在差分微帶線的金手指阻抗補(bǔ)償中，反焊盤同樣獲得了比較好的補(bǔ)償效果，表明這一方法對在差分情況下的金手指阻抗補(bǔ)償同樣適用。

3 結(jié)論

文章針對高速測試儀表板卡中微帶線和金手指的過渡引起的阻抗不匹配問題進(jìn)行了理論分析和研究，提出了利用控制反焊盤面積來控制阻抗變化，實(shí)現(xiàn)最佳阻抗匹配的方法。通過高頻結(jié)構(gòu)仿真軟件HFSS與高頻電路仿真軟件Ansoft Designer進(jìn)行聯(lián)合仿真，從頻域和時域角度對反焊盤補(bǔ)償效果進(jìn)行仿真分析。發(fā)現(xiàn)通過改變反焊盤面積的大小可以很好的調(diào)節(jié)金手指阻抗大小，在合適的補(bǔ)償面積下，可以獲得良好的阻抗匹配效果和傳輸波形。同時將此方法推廣用于差分微帶線金手指連接引起阻抗失配問題的控制，在仿真中也取得了良好的效果，驗(yàn)證了此方法的有效性和可靠性。該研究為實(shí)際設(shè)計中此類問題的解決提供了一些參考。

[1] 吳健，孔德升. 高速數(shù)據(jù)采集卡的信號完整性分析.儀表技術(shù)與傳感器，2013(12):93-96.

[2] 焦雨晨，車晴，逯貴禎.不同拐角差分傳輸線結(jié)構(gòu)的信號完整性分析.微波學(xué)報，2012(S3):364-366.

[3] Mark I. Montrose. EMC and the printed circuit board：design,theory, and layout made simple. USA: IEEE Press，1998．

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[5] 史凌峰，林凱，楊一洲，等.基于信號返回路徑寬度的阻抗匹配技術(shù)研究.電波科學(xué)學(xué)報，2010，25(6):1182-1186.

[6] Ansoft Corporation. HFSS Full Book. Pittsburgh: Ansoft Corporation, 2005.

[7] Ansoft Corporation. Designer Full Book. Pittsburgh:Ansoft Corporation, 2004.

Analysis of Compensation of Microstrip Line Impedance Discontinuity

YU Wen-zhi, LI Xiao-lei, WU Bo-kun, WU Feng, QIAN Yin-bo

(College of Optics and Electronic Information, Huazhong University of Science and Technology, Wuhan 430074, China)

With the increase of transmission signal frequency and decrease of rise time on the testing instrument’s integrated circuit boards, the influence of the impedance discontinuity caused by the width difference between the microstrip line and bonding finger on signal integrity becomes more significant. In this paper, a method of constructing antipad on the reference strata was presented, which could compensate this impedance change. Time and frequency domain simulation for the case of single-ended and differential compensation were made with HFSS (high frequency structure simulation software) and Ansoft Designer (high frequency circuit simulation software). The parameter scanning simulation results show that the best impedance compensation effect can be obtained by selecting suitable antipad size, which proved the feasibility and effectiveness of the method. The study has a certain reference value to solve the similar problem in the actual PCB design.

signal integrity; impedance discontinuity; impedance matching; HFSS simulation; bonding finger

2014-11-12 收修改稿日期：2015-03-10

TN41

A

1002-1841(2015)08-0088-04

余文志(1989—)，碩士研究生，研究方向?yàn)楦咚俨⑿泄馐瞻l(fā)模塊及測試儀器設(shè)計。E-mail：yuwenzhi999@163.com

錢銀博 (1982—)，博士后，主要研究方向?yàn)楦咚俟饽K及測試儀器設(shè)計。E-mail: qianyinbo@hust.edu.cn