無源無損軟開關(guān)中壓控可變電容的研究

王蓓蓓 鄭瓊林 張捷頻 李 艷

(北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院電力電子研究所 北京 100044)

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無源無損軟開關(guān)中壓控可變電容的研究

王蓓蓓 鄭瓊林 張捷頻 李 艷

(北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院電力電子研究所 北京 100044)

在無源無損軟開關(guān)中采用壓控可變電容的方法來進(jìn)一步減少IGBT的關(guān)斷損耗，從而緩解其散熱壓力。該壓控可變電容由兩個緩沖電容和輔助MOSFET構(gòu)成，其控制方法簡單，可自動實現(xiàn)電容容值的變換。同時，輔助MOSFET由其串聯(lián)支路上的電容電壓和輔助電源控制。在IGBT關(guān)斷之前，MOSFET由于其控制信號為高電平而處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此當(dāng)IGBT關(guān)斷時，可變電容等效為兩個電容并聯(lián)，從而表現(xiàn)為大電容特性，減少其CE兩端電壓的上升斜率；當(dāng)MOSFET的控制信號下降到關(guān)斷閾值時，可變電容表現(xiàn)為小電容特性，從而快速達(dá)到IGBT的關(guān)斷穩(wěn)態(tài)。依據(jù)可變電容的理論波形對其工作原理進(jìn)行詳細(xì)分析，并對該無源無損軟開關(guān)回路中額外損耗進(jìn)行理論計算。最后通過搭建Buck變換器的實驗平臺對上述理論進(jìn)行驗證。

無源無損軟開關(guān) 壓控可變電容 附加損耗 輔助電源

0 引言

近年來，IGBT在大功率場合得到了廣泛關(guān)注[1]。但其在開通和關(guān)斷過程中存在較大損耗，特別是由于拖尾電流的存在，關(guān)斷損耗在開關(guān)損耗中占較大比重，同時，由于線路和器件內(nèi)部分布電感的存在，其關(guān)斷時會產(chǎn)生較大的電壓尖峰[2]。因此通常在IGBT的CE兩端并聯(lián)吸收電容來抑制電壓的上升斜率，特別是近年來所提出的無源無損軟開關(guān)單元[3-7]，不僅可減少IGBT的開關(guān)損耗，同時還可將吸收的這部分能量通過輔助二極管回路傳遞到負(fù)載側(cè)，整個過程中實現(xiàn)無損，提高變換器的效率。

為進(jìn)一步減少IGBT的關(guān)斷損耗，該無源無損軟開關(guān)的吸收電容必須增大，以抑制IGBT關(guān)斷時電壓的上升斜率。但該電容值增加，IGBT的拖尾時間被延長，其關(guān)斷損耗只能減少到硬開關(guān)關(guān)斷損耗的64%[8]，減少的效果并不理想[9]。同時，該諧振回路中的諧振周期將會隨之增加，從而影響變換器的穩(wěn)態(tài)工作，因此提出非線性電容或可變電容的方法來解決上述問題。

圖1為文獻(xiàn)[10]中提出的帶有線性開關(guān)電容和非線性關(guān)斷電容的RCD吸收電路。但圖1a所示的線性開關(guān)電容需要輔助有源開關(guān)管，其控制策略較復(fù)雜，而圖1b所示的非線性電容無需其余的外圍電路，因此在文獻(xiàn)中較為常見。

圖1 帶有可變電容的RCD吸收電路Fig.1 Variable capacitor based RCD snubber

文獻(xiàn)[11]通過改變電容內(nèi)部結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)可變電容的功能，但該方法在電力電子領(lǐng)域并不適用。文獻(xiàn)[12，13]提出一種可變電容來實現(xiàn)直流電壓升壓或降壓的轉(zhuǎn)換，其輔助開關(guān)管被變換器的輸入電壓或輸出電壓驅(qū)動。然而，該可變電容也是通過改變內(nèi)部結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)的。文獻(xiàn)[13]中采用一種電容-電壓曲線兩步近似線性的方法來分析這種非線性電路。文獻(xiàn)[14，15]提出通過一種鐵電陶瓷材料的非線性電容來減少IGBT的關(guān)斷損耗，并提出非線性電容最優(yōu)體積的設(shè)計方法，然而這些非線性電容的特性取決于材料本身，并且其分析方法較復(fù)雜。

本文提出在無源無損軟開關(guān)中采用壓控可變電容來進(jìn)一步減少IGBT的關(guān)斷損耗，同時不影響變換器的穩(wěn)態(tài)工作。該壓控可變電容由兩個緩沖電容和一個輔助MOSFET構(gòu)成，其中該MOSFET受與其串聯(lián)的電容電壓和輔助電源驅(qū)動，因此無需額外的控制電路，并且其對應(yīng)的開關(guān)損耗較小。提出了無源無損軟開關(guān)中壓控可變電容的原理圖，并對其工作原理進(jìn)行了詳細(xì)分析；對該電路中的開關(guān)損耗和無源無損軟開關(guān)電路中的附加損耗進(jìn)行了理論計算；給出了壓控可變電容中輔助電源的簡單實現(xiàn)電路；最后搭建了Buck變換器的實驗平臺，對上述理論進(jìn)行了實驗驗證。

1 工作原理分析

圖2為壓控可變電容無源無損軟開關(guān)原理圖。其中，S、VD、Lf、Cf和R構(gòu)成Buck變換器的主電路，吸收電容C1、吸收電感L、緩沖電容C2以及輔助二極管VD1、VD2、VD3構(gòu)成無源無損軟開關(guān)單元，壓控可變電容由C1、C12和輔助MOSFET構(gòu)成。當(dāng)MOSFET為耗盡型時，圖2中的輔助電源可省略，即MOSFET直接由C12電壓來驅(qū)動；當(dāng)MOSFET為增強(qiáng)型時，需要在驅(qū)動支路上串聯(lián)輔助電源提供高電平來控制MOSFET的開通和關(guān)斷，因此該輔助MOSFET無需額外的控制電路。本文以增強(qiáng)型MOSFET為例進(jìn)行原理分析以及實驗驗證。

圖2 壓控可變電容無源無損軟開關(guān)原理圖Fig.2 Schematic diagram of voltage controlled variable capacitor in the passive lossless snubber

圖3為該電路所對應(yīng)的主要理論波形，為簡化分析，需作如下假設(shè)：

圖3 壓控可變電容的主要理論波形Fig.3 Key theoretical waveforms of voltage controlled variable capacitor

1)所有的開關(guān)管、二極管以及輔助MOSFET均為理想器件。

2)濾波電感Lf足夠大，換向時間較短，因此Buck變換器的負(fù)載電流可看成恒定不變，定義為Io。

3)在壓控可變電容中，吸收電容C12的值遠(yuǎn)大于C1。

假設(shè)在開關(guān)管動作之前，變換器處于關(guān)斷穩(wěn)態(tài)，由續(xù)流二極管VD提供負(fù)載電流Io，從而有is=0，vs=Vin，vC1=Vin，id=Io，vd=0，vC2=0，vC12=Vc-Vth-，vq1=Vin-Vc+Vth-，iq1=0。

模態(tài)Ⅰ(t0

(1)

當(dāng)S中電流上升至負(fù)載電流Io時，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)Ⅱ(t1

(2)

式中，iL、vC1(t1)、vC2(t1)分別為該諧振過程電感電流和電容電壓的初始值，iL(t1)=Io，vC1(t1)=Vin，vC2(t1)=0；Ceq1為諧振過程并聯(lián)電容的等效值，Ceq1=C1C2/(C1+C2)，nF；ω1為該諧振過程的角頻率，ω1=(LCeq1)-1/2，rad/s；Zr1為該諧振過程的特征阻抗，Zr1=(L/Ceq1)1/2。

當(dāng)C1電壓下降至與C12電壓相同時(即Vc-Vth-)，輔助MOSFET的DS兩端不再承受反向壓降，其反并聯(lián)二極管開始導(dǎo)通，從而C12參與放電過程，該模態(tài)結(jié)束。其中Vth-為輔助MOSFET的關(guān)斷閾值電壓，Vc為輔助電源的電壓值。

模態(tài)Ⅲ(t2

(3)

式中，iL(t2)、vC1(t1)、vC2(t2)分別為該諧振過程中電感電流和電容電壓的初始值，vC1(t1)=Vc-Vth-；Ceq2為該諧振過程中并聯(lián)電容的等效值，Ceq2=(C1+C2)C2/(C1+C2+C12)；ω2為該諧振過程的諧振角頻率，ω2=(LCeq2)-1/2；Zr2為該過程的特征阻抗，Zr2=(L/Ceq2)1/2。

當(dāng)C1和C12的電壓下降為零時，此時輔助MOSFET的控制電壓為Vc，處于導(dǎo)通狀態(tài)，該模態(tài)過程結(jié)束。該過程中主開關(guān)管S的CE電壓已下降為零，與固定電容無源軟開關(guān)相比，S的電流波形有輕微增加，但仍向負(fù)載傳遞能量，因此不存在占空比損失。

模態(tài)Ⅳ(t3

(4)

式中，iL(t3)、vC1(t3)、vC2(t3)為該諧振過程中電感電流和電容電壓的初始值；ω3為該諧振過程的諧振角頻率，ω3=(LC2)-1/2；Zr3為該諧振過程的特征阻抗，Zr3=(L/C2)1/2。

當(dāng)L電流下降為零時，該模態(tài)過程結(jié)束。

模態(tài)Ⅴ(t4

模態(tài)Ⅵ(t5

(5)

由于C12遠(yuǎn)大于C1，因此S兩端電壓受到極大的抑制。當(dāng)C12電壓上升至Vc-Vth-時，輔助MOSFET的控制電壓達(dá)到其關(guān)斷閾值，該模態(tài)過程結(jié)束。

模態(tài)Ⅶ(t6

模態(tài)Ⅵ和Ⅶ所持續(xù)的時間與固定電容無源軟開關(guān)相比，增加的時間可表示為ΔT=(Vc-Vth-)(C1+C12)/Io，該時間很短，同時存在于S關(guān)斷期間，因此無占空比損失。

模態(tài)Ⅷ(t7

(6)

式中，iL(t7)、vC1(t7)、vC2(t7)分別為該諧振過程中電感電流和電容電壓的初始值，iL(t7)=Io，vC1(t7)=Vin-vC2(t4)，vC2(t7)=vC2(t4)。

當(dāng)C1電壓上升至輸入電壓Vin時，輔助二極管VD1自動截止，該過程結(jié)束。

模態(tài)Ⅸ(t8

(7)

式中，iL(t8)、vC2(t8)分別為該諧振過程中電感電流和電容電壓的初始值；IL=iL(t8)-Io。

當(dāng)L電流下降為零時，輔助二極管VD2自動截止，該過程結(jié)束。

模態(tài)Ⅹ(t9

(8)

式中，vC2(t9)為該模態(tài)電容電壓的初始值。

當(dāng)C2電壓下降為零時，續(xù)流二極管兩端不再承受反向壓降從而導(dǎo)通，該電路進(jìn)入到S關(guān)斷穩(wěn)態(tài)過程，一個周期工作過程分析結(jié)束。

圖4 各模態(tài)等效電路Fig.4 Equivalent circuits

2 損耗分析

在上述工作原理分析中，由于諧振電感和吸收電容的存在，主開關(guān)管在開通和關(guān)斷時，其電流和電壓均得到較大抑制，從而可減少主開關(guān)管的開關(guān)損耗。同時，由于續(xù)流二極管電流的下降速度變緩，從而抑制了反向恢復(fù)電流的產(chǎn)生。但是，由于無源無損軟開關(guān)單元中存在輔助二極管，在其導(dǎo)通時會產(chǎn)生附加損耗，因此在損耗分析中需要考慮在內(nèi)。所有的損耗均可通過式(9)計算得到[16]。

(9)

式中，T為電壓和電流產(chǎn)生交疊的時間。

2.1 開關(guān)損耗分析

在模態(tài)Ⅰ中，當(dāng)S開通時，CE兩端的電壓下降取決于IGBT本身的特性，而電流的上升斜率則取決于諧振電感L，因此IGBT開通時的電壓和電流可表示為

(10)

式中，tfv為S兩端電壓下降為零的時間。由式(9)和式(10)便可計算得到S的開通損耗。

在模態(tài)Ⅵ中，當(dāng)S關(guān)斷時，其電流下降取決于器件本身特性，對于IGBT來說，電流變化分為兩個時間過程：快速下降過程和拖尾電流過程，其對應(yīng)的電流分別表示為

(11)

式中，tfi為S電流快速下降時間；ttail為拖尾電流持續(xù)時間；Icm為拖尾電流的最大值。

IGBT的CE兩端電壓取決于吸收電容C1和C12，假設(shè)在拖尾電流降為零時，CE電壓剛好上升至MOSFET可關(guān)斷的閾值，其對應(yīng)表達(dá)式為

(12)

式中，Vs=vs1(tfi)。由式(9)、式(11)和式(12)便可計算得到S的關(guān)斷損耗。

2.2 附加損耗分析

在無源無損軟開關(guān)中，當(dāng)輔助二極管處于導(dǎo)通狀態(tài)時，由于其存在導(dǎo)通壓降，因此會產(chǎn)生額外的附加損耗。表1為輔助二極管所對應(yīng)的導(dǎo)通模態(tài)以及導(dǎo)通電流，輔助二極管導(dǎo)通所持續(xù)的時間可將式(1)～式(8)代入Mathcad計算得到，進(jìn)而依據(jù)式(9)得到無源無損支路的附加損耗。

輔助MOSFET在開通之前，其反并聯(lián)二極管已處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此為ZVS開通；關(guān)斷時其電壓上升斜率受到C1的抑制，因此為準(zhǔn)-ZVS關(guān)斷，從而其開關(guān)損耗很小，可忽略不計。當(dāng)其反并聯(lián)二極管導(dǎo)通時(如模態(tài)Ⅲ)，其導(dǎo)通損耗按照二極管的特性來計算；當(dāng)其正向?qū)〞r(如模態(tài)Ⅵ)，其導(dǎo)通損耗按照MOSFET的特性計算。

通過上述計算方式可得出無源無損軟開關(guān)支路的附加損耗，由于該諧振過程很短，因此輔助支路所附加的損耗要小于主開關(guān)管減少的開關(guān)損耗，從而整個變換器的效率能得到提高。

表1 輔助二極管所對應(yīng)的導(dǎo)通模態(tài)及導(dǎo)通電流Tab.1 Conduction mode and current of auxiliary diodes

3 輔助電源實現(xiàn)電路

由第二節(jié)理論分析可知，在壓控可變電容中最好使用耗盡型MOSFET，因為其為常通型器件，直接由C12電壓驅(qū)動，無需額外的控制，方式較為簡單。然而，耗盡型的器件在實際中很少，不易得到，因此需要用增強(qiáng)型器件串聯(lián)一個輔助電源來模擬耗盡型器件的功能，具體電路如圖2所示。為減少實驗成本，本文提出一種簡單的輔助電源實現(xiàn)電路，如圖5所示。該電路由一個電阻R1、電容C13和穩(wěn)壓管VD12構(gòu)成，其中R1的取值應(yīng)足夠大以保證在S關(guān)斷初期所有的電流流經(jīng)C1和C12，因此該電路對于壓控可變電容的功能基本沒有影響。由于穩(wěn)壓管VD12的存在，C13的電壓維持不變，從而可等效為一個恒定的電壓源，用圖2中的Vc表示，同時該電路的實現(xiàn)過程中無功率損失。

圖5 輔助電源簡單實現(xiàn)電路原理圖Fig.5 Schematic diagram of auxiliary voltage source

4 實驗驗證

依據(jù)圖5給定的原理圖，搭建Buck變換器的實驗平臺，分別對硬開關(guān)、固定電容無源無損軟開關(guān)以及壓控可變電容無源無損軟開關(guān)3種情況進(jìn)行實驗測試，所用電路參數(shù)如表2所示。

表2 主電路參數(shù)Tab.2 Parameters of main circuits

圖6～圖8分別為硬開關(guān)、固定電容無源無損軟開關(guān)以及壓控可變電容無源無損軟開關(guān)情況下的開關(guān)波形。由圖中對比可看出，無源無損軟開關(guān)由于諧振電感和吸收電容的存在，能有效抑制IGBT開通過程中電流的上升斜率和關(guān)斷過程中電壓的上升斜率，從而減少IGBT的開關(guān)損耗。特別是壓控可變電容無源無損軟開關(guān)，在IGBT關(guān)斷過程初期，其CE兩端的電壓上升緩慢，當(dāng)輔助MOSFET關(guān)斷后，CE電壓迅速上升至輸入電壓，從而能更好的減少IGBT的關(guān)斷損耗，并且不影響變換器的穩(wěn)態(tài)工作。

圖6 硬開關(guān)情況下的IGBT開關(guān)波形Fig.6 The switching waveforms of hard switching

圖7 固定電容無源無損軟開關(guān)情況下的IGBT開關(guān)波形Fig.7 The switching waveforms of passive lossless snubber with constant capacitance

圖8 壓控可變電容無源無損軟開關(guān)情況下的IGBT開關(guān)波形Fig.8 The switching waveforms of passive lossless snubber with voltage controlled variable capacitor

分別對固定電容無源軟開關(guān)和壓控可變電容無源軟開關(guān)兩種情況在不同的功率點進(jìn)行開關(guān)波形測試，并將實驗所測得的數(shù)據(jù)導(dǎo)入到Origin軟件中，通過積分運算得到其開關(guān)損耗，同時測量變換器的整體效率，所得結(jié)果如表3所示。可看出，與固定電容無源無損軟開關(guān)相比，壓控可變電容能極大的減少IGBT的關(guān)斷損耗，在1 kW時可從硬開關(guān)關(guān)斷損耗的63.4%減少到28%左右。由于壓控可變電容在模態(tài)Ⅵ結(jié)束時，S兩端電壓值為恒定值(即Vc-Vth-)，而隨著輸入電壓的升高，CE電壓所達(dá)到的穩(wěn)態(tài)值也隨之提高，因此關(guān)斷損耗減少的效果相對減弱，如表3所示。壓控可變電容在S開通期間會輕微增加諧振電感電流的峰值，因此其開通損耗與固定電容無源軟開關(guān)相比，將會有輕微增加。由于壓控可變電容增加了輔助MOSFET的導(dǎo)通損耗以及模態(tài)Ⅲ和Ⅵ的時間，因此其效率與固定電容無源軟開關(guān)的效率相差不大。

表3 壓控可變電容無源軟開關(guān)與固定電容無源軟開關(guān)的開關(guān)損耗對比Tab.3 Comparisons of switching loss between voltage controlled variable capacitor and constant capacitor passive soft-switching

5 結(jié)論

通過提出在無源無損軟開關(guān)中采用壓控可變電容來進(jìn)一步減少IGBT的關(guān)斷損耗，從而緩解其散熱壓力。該壓控可變電容由兩個緩沖電容和一個輔助MOSFET構(gòu)成，其具有如下優(yōu)點：

1)極大程度地減少了IGBT的關(guān)斷損耗，同時不影響變換器的穩(wěn)態(tài)工作。

2)輔助MOSFET由與其串聯(lián)的電容電壓和輔助電源控制，因此無需額外的控制電路。

3)輔助電源可通過簡單電阻電容來實現(xiàn)，成本較低。

4)無源無損軟開關(guān)能夠抑制IGBT的開通電流和關(guān)斷電壓，同時避免續(xù)流二極管反向恢復(fù)電流的產(chǎn)生，從而提高變換器的效率。

通過搭建Buck變換器的實驗平臺，對硬開關(guān)、固定電容無源無損軟開關(guān)和壓控可變電容無源無損軟開關(guān)3種情況的開關(guān)損耗和效率進(jìn)行測試和對比，驗證了該壓控可變電容的可行性，其對于減少IGBT等器件的開關(guān)損耗具有很大的應(yīng)用前景。

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Research on Voltage Controlled Variable Capacitor in the Passive Lossless Snubber for Soft-switching Circuits

WangBeibeiZhengQionglinZhangJiepinLiYan

(School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China)

A voltage controlled variable capacitor in the passive lossless snubber for soft-switching circuits is presented in this paper to further reduce the turn-off loss of IGBT.This voltage controlled variable capacitor consists of two snubber capacitors and an auxiliary MOSFET，which is controlled by the voltage across the snubber capacitor and the auxiliary voltage source.Before IGBT is turned off，the control signal of MOSFET is high and it is turned on automatically.So both two snubber capacitors are connected in parallel with IGBT and the voltage controlled variable capacitor represents large capacitance.Then the voltage across IGBT can be greatly suppressed.When the control signal of MOSFET falls to the turn-off threshold，it is turned off and the voltage controlled variable capacitor represents small capacitance.The working principles and additional loss are analyzed in detail in this paper.At last，the prototype of Buck converter is built to verify these theories.

Passive lossless snubber，voltage controlled variable capacitor，additional loss，auxiliary voltage source

2014-11-06 改稿日期2015-03-05

TM532

王蓓蓓 女，1990年生，碩士研究生，研究方向為電力電子變換及軟開關(guān)技術(shù)。(通信作者)

鄭瓊林 男，1964年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為軌道交通牽引供電與交流傳動、高性能低損耗電力電子系統(tǒng)、光伏發(fā)電并網(wǎng)與控制和電力有源濾波與電能質(zhì)量。