級(jí)聯(lián)H橋變流器的波動(dòng)電壓生成控制策略

李宇飛 王 躍 吳金龍 馮宇鵬 張 建 姚為正

(1.電力設(shè)備電氣絕緣國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(西安交通大學(xué)) 西安 710049 2.許繼集團(tuán)有限公司 許昌 461000)

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級(jí)聯(lián)H橋變流器的波動(dòng)電壓生成控制策略

李宇飛1王 躍1吳金龍2馮宇鵬2張 建2姚為正2

(1.電力設(shè)備電氣絕緣國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(西安交通大學(xué)) 西安 710049 2.許繼集團(tuán)有限公司 許昌 461000)

提出一種針對(duì)級(jí)聯(lián)H橋變流器的新型波動(dòng)有效值反饋控制策略，它以輸出電壓滑動(dòng)窗有效值為反饋量，以波動(dòng)信號(hào)滑動(dòng)窗有效值為參考量，對(duì)輸出電壓進(jìn)行控制。對(duì)波動(dòng)電壓控制策略進(jìn)行建模與分析，并給出一種參數(shù)設(shè)計(jì)方法。最后，在“35 kV-6 MW”樣機(jī)上進(jìn)行的工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)充分驗(yàn)證了所提出控制方法的有效性和可行性。根據(jù)現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，波動(dòng)電壓的幅值相對(duì)誤差可達(dá)到2%以下。

級(jí)聯(lián)H橋 有效值反饋控制 波動(dòng)電壓

0 引言

1996年F.Z.Peng等提出了級(jí)聯(lián)H橋[1-12](cascaded H bridge，CHB)多電平變流器，并將其用于無功功率補(bǔ)償[1]。目前CHB變流器已被大量用于無功補(bǔ)償，如鏈?zhǔn)届o止無功補(bǔ)償器[8-10](static synchronous compensator，STATCOM)、中壓變頻器[11](variable speed drive，VSD)以及背靠背系統(tǒng)(如電力電子變壓器[12])等。然而對(duì)于CHB變流器輸出波動(dòng)電壓的控制方法的研究卻較少。針對(duì)基于CHB變流器組合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分布式發(fā)電并網(wǎng)變流器測(cè)試系統(tǒng)，本文主要對(duì)其中的CHB變流器輸出波動(dòng)電壓的控制策略進(jìn)行研究。

圖1所示為測(cè)試系統(tǒng)拓?fù)鋱D，其中輸出級(jí)的每一相即為一個(gè)CHB結(jié)構(gòu)。輸入級(jí)對(duì)交流電壓的整流是通過三相PWM變流器實(shí)現(xiàn)的，因此系統(tǒng)具有雙向流動(dòng)能量的能力。出于電壓等級(jí)匹配和安全的考慮，輸入級(jí)和輸出級(jí)的變壓器是不可或缺的，它們起到電氣隔離的作用。輸入變壓器為一個(gè)多繞組工頻變壓器，它為三相PWM變流器提供互相隔離的三相電壓。因此三相PWM變流器以及直流母線之間都是相互獨(dú)立的。每個(gè)三相PWM變流器有一個(gè)獨(dú)立的DSP+FPGA控制器，DSP負(fù)責(zé)控制算法，F(xiàn)PGA負(fù)責(zé)調(diào)制以及采樣數(shù)據(jù)處理。主電路的電壓信號(hào)通過A-D轉(zhuǎn)換芯片采集后傳送給FPGA。在輸出級(jí)，每一相由N個(gè)H橋變流器級(jí)聯(lián)而成，N和直流母線電壓大小均由電網(wǎng)電壓以及分布式發(fā)電系統(tǒng)電壓等級(jí)決定。CHB變流器輸出端口為星形聯(lián)結(jié)。DSP+FPGA中央控制器是所有CHB變流器惟一的一個(gè)控制器。同樣的，DSP負(fù)責(zé)控制算法，F(xiàn)PGA負(fù)責(zé)移相載波調(diào)制(phase-shifted carrier PWM modulation，PSC-PWM)[13]和數(shù)據(jù)處理。它能模擬任何電壓等級(jí)的對(duì)稱工況電壓幅值頻率變化、非對(duì)稱故障以及電壓波動(dòng)，以便測(cè)試分布式發(fā)電并網(wǎng)變流器的電網(wǎng)故障適應(yīng)能力。

圖1 分布式發(fā)電并網(wǎng)變流器測(cè)試系統(tǒng)主電路拓?fù)銯ig.1 Topology of the distributed generation grid-connected converter testing system

為了能夠?qū)Ψ植际桨l(fā)電并網(wǎng)變流器在不同波動(dòng)幅值和頻率下的適應(yīng)性進(jìn)行準(zhǔn)確評(píng)估，CHB變流器所輸出波動(dòng)電壓的幅值和頻率準(zhǔn)確度成為控制器設(shè)計(jì)所需考慮的一個(gè)關(guān)鍵性問題。本文根據(jù)波動(dòng)電壓的多頻率復(fù)合特性，提出一種波動(dòng)有效值反饋控制(fluctuating rms value feedback control，F(xiàn)RFC)策略，該策略具有如下優(yōu)勢(shì)：①可保證波動(dòng)電壓各頻率點(diǎn)幅值的準(zhǔn)確度，根據(jù)現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，其波動(dòng)電壓各頻率點(diǎn)幅值相對(duì)誤差可達(dá)到2%以下；②其控制器參數(shù)設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、穩(wěn)定可靠，這對(duì)于高電壓大功率分布式發(fā)電場(chǎng)合極為重要；③這種穩(wěn)定可靠、參數(shù)設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)使其非常適用于實(shí)際工業(yè)應(yīng)用領(lǐng)域?；趫D1所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的“35 kV-6 MW風(fēng)機(jī)變流器低頻擾動(dòng)測(cè)試裝置”樣機(jī)上進(jìn)行的現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)充分驗(yàn)證了所提出控制方法的有效性和可行性。

1 建模與分析

圖1中輸入級(jí)的三相PWM變流器使用dq同步參考坐標(biāo)系控制[14]穩(wěn)定直流母線電壓，輸出級(jí)的CHB變流器采用分相獨(dú)立控制(individual phase control，IPC)，即每個(gè)CHB變流器被單獨(dú)控制成一個(gè)單相電壓源逆變器。圖2所示為CHB變流器電路參數(shù)示意圖，其中Req為變流器等效內(nèi)阻，它表征了變流器的內(nèi)部損耗以及線路損耗；L和C分別為L(zhǎng)C濾波器電感值和電容值；udc、uo、uR、uL和uC分別為H橋直流母線電壓、CHB變流器端口電壓、等效內(nèi)阻壓降、電感電壓和電容電壓(輸出電壓)；iL、iC和iload分別為電感電流、電容電流和負(fù)載電流。

圖2 CHB變流器電路參數(shù)示意圖Fig.2 Parameters of the CHB converter

根據(jù)IEC標(biāo)準(zhǔn)[15]，CHB變流器所要輸出的用來測(cè)試并網(wǎng)變流器的波動(dòng)電壓信號(hào)數(shù)學(xué)表達(dá)式為

Vperturb=A[1+amsin(ωmt+φm)]sin(ωt+φ)

(1)

很顯然這可看作是一個(gè)正弦調(diào)制的過程。式中，ωm和ω分別為波動(dòng)角頻率和基波角頻率；φm和φ分別為調(diào)制信號(hào)初相位和被調(diào)制信號(hào)初相位；A為被調(diào)制信號(hào)幅值；am為波動(dòng)幅值。展開式(1)可得

(2)

可看出Vperturb包含3個(gè)頻率分量，分別是基波分量和兩個(gè)與基波頻率相差fm的對(duì)稱分布在基波兩邊的分量，即低頻分量f-fm和高頻分量f+fm。其中fm=ωm/2π，f=ω/2π。為了評(píng)估分布式發(fā)電并網(wǎng)變流器在不同波動(dòng)電壓情況下的適應(yīng)能力，波動(dòng)電壓的幅值和頻率必須保證一定的準(zhǔn)確度。根據(jù)式(2)，只要保證各頻率分量的頻率和幅值準(zhǔn)確度，那么波動(dòng)電壓的準(zhǔn)確度就可得到保證。因此，控制系統(tǒng)必須保證波動(dòng)電壓各頻率分量的頻率和幅值的高準(zhǔn)確度。

圖3為基于有效值反饋控制的FRFC控制框圖，本文采用PSC-PWM對(duì)CHB變流器進(jìn)行調(diào)制，文獻(xiàn)[13]詳細(xì)介紹了其實(shí)現(xiàn)方法。從圖3中可看出FRFC的特點(diǎn)：①為了防止積分器飽和所引起的變壓器偏磁[16]，內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器無積分環(huán)節(jié)；②內(nèi)環(huán)使用P調(diào)節(jié)器而不是PI調(diào)節(jié)器會(huì)帶來穩(wěn)態(tài)誤差，因此有效值外環(huán)是不可或缺的，以便獲得幅值上的零誤差；③滑動(dòng)窗有效值(sliding window rms，SWR)可提高控制系統(tǒng)的響應(yīng)速度和準(zhǔn)確度。圖3中參數(shù)如表1所示。

圖4、圖5分別為內(nèi)環(huán)和外環(huán)的控制框圖。其中L、C分別為L(zhǎng)C濾波器的電感值和電容值，kp為內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù)，kp_rms和ki_rms分別為外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)，ku和ku_rms分別為內(nèi)環(huán)和外環(huán)的反饋通道標(biāo)幺值，N為CHB變流器級(jí)聯(lián)模塊數(shù)量，Ts為采樣時(shí)間，kw為內(nèi)環(huán)閉環(huán)增益。由于采用了SWR計(jì)算，因此外環(huán)采樣時(shí)間和內(nèi)環(huán)采樣時(shí)間均為Ts。

圖3 FRFC控制框圖Fig.3 Control diagram of FRFC

參數(shù)描述uref擾動(dòng)信號(hào)參考值uref_unit單位化后的擾動(dòng)信號(hào)u*C_rms外環(huán)參考值uC_rms外環(huán)反饋值u*C內(nèi)環(huán)參考值uC內(nèi)環(huán)反饋值uoCHB變流器端口電壓

圖4 內(nèi)環(huán)控制框圖Fig.4 Control diagram of the inner-loop

圖5 外環(huán)控制框圖Fig.5 Control diagram of the outer-loop

根據(jù)圖4可得到內(nèi)環(huán)的開環(huán)和閉環(huán)傳遞函數(shù)

(3)

(4)

根據(jù)勞斯判據(jù)，可得到內(nèi)環(huán)比例系數(shù)的穩(wěn)定域

(5)

代入表2中的參數(shù)可得kp的最大值kpmax=0.078 47。圖6給出了內(nèi)環(huán)的開環(huán)和閉環(huán)伯德圖，其中kp=kpmax/3。需要指出的是，所列出的閉環(huán)傳遞函數(shù)不是從反饋值到參考值，而是從實(shí)際輸出電壓值到參考值的傳遞函數(shù)。

從圖6中可看出，當(dāng)控制對(duì)象的頻率從1～300 Hz變化時(shí)，幅頻特性曲線基本上是恒定的。顯然，控制系統(tǒng)的這種特點(diǎn)恰好適用于含有混合頻率(低頻和高頻分量)的波動(dòng)信號(hào)。對(duì)于一個(gè)特定的頻率如50 Hz，內(nèi)環(huán)的閉環(huán)增益為

(6)

分析有效值外環(huán)時(shí)，內(nèi)環(huán)可看作是一個(gè)控制對(duì)象。從控制角度來講，內(nèi)環(huán)的輸入和輸出都是特定頻率的正弦信號(hào)(擾動(dòng)信號(hào)可看作是幾種頻率的疊加信號(hào))，因此如圖5所示，內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)可由kw代替。

假設(shè)fwz和fwc分別為外環(huán)的轉(zhuǎn)折頻率和穿越頻率，為了分析簡(jiǎn)便，PI調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)被置于轉(zhuǎn)折頻率fwz處。同時(shí)，開環(huán)傳遞函數(shù)的幅值在穿越頻率處等于0 dB，因此這些參數(shù)的關(guān)系可由式(7)表示

表2 系統(tǒng)參數(shù)Tab.2 System parameters

圖6 內(nèi)環(huán)的開環(huán)和閉環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖Fig.6 Bode plots of the inner-loop open-loop and closed-loop transfer functions

(7)

簡(jiǎn)化式(7)可得到

(8)

穿越頻率的選擇是一個(gè)需要折中考慮的問題，一般的，可取以下關(guān)系：fwc=1/10fwz。采樣頻率遠(yuǎn)高于控制系統(tǒng)帶寬(一般可粗略地由穿越頻率表征)可降低指令信號(hào)與響應(yīng)之間的延遲，并起到平滑控制系統(tǒng)輸出的作用，因此如果采樣頻率已經(jīng)確定，一個(gè)相對(duì)較小的穿越頻率是較好的選擇。由圖6可看出，閉環(huán)增益kw在約1～300 Hz頻段基本保持不變，因此根據(jù)式(6)計(jì)算的kw可是基于1～300 Hz間的任意頻率。由圖5可得到外環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)和閉環(huán)傳遞函數(shù)

(9)

(10)

圖7為外環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)和閉環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖，可看出在低頻段，開環(huán)傳遞函數(shù)的增益相對(duì)較高，從而保證了外環(huán)對(duì)于有效值的良好跟蹤。

圖7 外環(huán)的開環(huán)和閉環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖Fig.7 Bode plots of the outer-loop open-loop and closed-loop transfer functions

2 現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

所有實(shí)驗(yàn)結(jié)果和數(shù)據(jù)均是在現(xiàn)場(chǎng)的測(cè)試裝置上得到的，為了安全地進(jìn)行實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)采集，現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)均由“Fluke-1760”數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)采集，并用Matlab進(jìn)行分析。圖8為“35 kV-6 MW測(cè)試裝置”和數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)照片。裝置的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與圖1所示相同，其中N=3，輸入級(jí)和輸出級(jí)電壓等級(jí)為35 kV?？蛇M(jìn)行35 kV-6 MW等級(jí)的風(fēng)機(jī)測(cè)試，滿功率相電流可達(dá)到1 176 A，系統(tǒng)參數(shù)見表2。

圖8 測(cè)試裝置樣機(jī)及數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)照片F(xiàn)ig.8 Prototype of the testing device and data acquisition system

需要指出，所有數(shù)據(jù)是在測(cè)試裝置輸出側(cè)空載的情況下進(jìn)行采集的，系統(tǒng)在空載情況下的穩(wěn)定域小于帶載情況下的穩(wěn)定域[17]。表3為FRFC在不同波動(dòng)幅值和頻率下的波動(dòng)輸出電壓實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)及其相對(duì)誤差。圖9給出了使用FRFC控制策略時(shí)的波動(dòng)電壓實(shí)驗(yàn)結(jié)果及其FFT分析結(jié)果?？煽闯鲈诓煌▌?dòng)頻率和幅值時(shí)，F(xiàn)RFC控制策略可保證低頻段和高頻段電壓幅值的準(zhǔn)確度，基本與參考值一致。圖10所示為使用FRFC時(shí)不同波動(dòng)幅值和頻率下的低頻和高頻分量幅值的三維柱狀圖。圖11所示為使用FRFC時(shí)低頻和高頻分量幅值相對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)值的相對(duì)誤差。從圖10、圖11可看出FRFC的波動(dòng)電壓幾乎與參考值一致，且其相對(duì)誤差全部小于2%。

表3 不同波動(dòng)頻率和幅值的高低頻段分量幅值Tab.3 Lower-sideband and upper-sideband amplitude components of divergent fluctuating frequency and amplitude

圖9 波動(dòng)電壓實(shí)驗(yàn)結(jié)果和FFT分析結(jié)果Fig.9 Experimental results and FFT analysis results

圖10 不同波動(dòng)頻率和幅值下低頻和高頻分量幅值與參考值的三維柱狀圖對(duì)比Fig.10 Lower-sideband and upper-sideband magnitudes 3D bar chart under different fluctuating frequency and amplitude

圖11 不同波動(dòng)頻率和幅值下低頻和高頻分量幅值相對(duì)誤差Fig.11 Lower-sideband and upper-sideband magnitudes relative errors under different fluctuating frequency and amplitude

3 結(jié)論

介紹了一種CHB變流器的輸出波動(dòng)電壓控制方法——FRFC，同時(shí)介紹了該控制策略的參數(shù)設(shè)計(jì)方法。對(duì)于分布式發(fā)電并網(wǎng)變流器測(cè)試，首先測(cè)試系統(tǒng)輸出波動(dòng)電壓的幅值和頻率準(zhǔn)確度需要得到保證，其次控制器的參數(shù)設(shè)計(jì)應(yīng)簡(jiǎn)單可靠，以保證高電壓大功率工況下系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性，F(xiàn)RFC則完全具備上述要求，在控制波動(dòng)電壓時(shí)，其不同頻率點(diǎn)的波動(dòng)幅值相對(duì)誤差可達(dá)到2%以下；本文介紹的參數(shù)設(shè)計(jì)方法也較簡(jiǎn)單，且穩(wěn)定可靠，這對(duì)于高電壓大功率分布式發(fā)電場(chǎng)合極為重要。最后，在“35 kV-6 MW”樣機(jī)上進(jìn)行的工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)充分驗(yàn)證了所提出控制方法的有效性和可行性。

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Control Strategy for Fluctuating Voltage Generation in Cascaded H Bridge Converters

LiYufei1WangYue1WuJinlong2FengYupeng2ZhangJian2YaoWeizheng2

(1.State Key Laboratory of Electrical Insulation and Power Equipment Xi’an Jiaotong University Xi’an 710049 China 2.XJ Group Corporation Xuchang 461000 China)

This paper presents a novel fluctuating rms value feedback control (FRFC) for the cascaded H-bridge (CHB) converter，which uses the output voltage sliding window rms value as the feedback variable and the fluctuating signal sliding window rms value as the reference for voltage control.The proposed strategy can easily set the controller parameter，has high accuracy in the output voltage fluctuation and frequency，and is suitable for high voltage and power applications in real industry.Modeling and analysis of the FRFC is elaborated in this paper.A parameter design method is proposed as well.Finally，the field experimental results on the 35 kV- 6 MW wind turbine testing prototype sufficiently verify the feasibility and effectiveness of the proposed FRFC.According to the experimental results，the relative error of the fluctuating output voltage is less than 2% by utilizing the proposed FRFC.

Cascaded H bridge，fluctuating voltage，rms value feedback control

國(guó)家高技術(shù)研究發(fā)展計(jì)劃(“863”計(jì)劃)(2012AA050206)和新世紀(jì)優(yōu)秀人才支持計(jì)劃資助項(xiàng)目

2014-12-14 改稿日期2015-02-08

TM46

李宇飛 男，1987年生，博士研究生，研究方向大功率并網(wǎng)變流器、模塊化級(jí)聯(lián)型多電平變流器在電能質(zhì)量和柔性直流輸電系統(tǒng)中的應(yīng)用。(通信作者)

王 躍 男，1972年生，博士，教授，博士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)殡娏鲃?dòng)、電能質(zhì)量、風(fēng)力發(fā)電、柔性交流輸電和電力電子裝置。