新型開關(guān)電容雙向DC-DC變換器設(shè)計(jì)

馬圣全，潘庭龍，紀(jì)志成

（江南大學(xué)物聯(lián)網(wǎng)工程學(xué)院，江蘇無錫214122）

新型開關(guān)電容雙向DC-DC變換器設(shè)計(jì)

馬圣全，潘庭龍，紀(jì)志成

（江南大學(xué)物聯(lián)網(wǎng)工程學(xué)院，江蘇無錫214122）

BUCK-BOOST雙向變換電路是DC-DC變換中常用電路，但其變壓比不高，限制了該電路的一些應(yīng)用和發(fā)展。開關(guān)電容DC-DC變換電路可以實(shí)現(xiàn)倍壓雙向變換，并且具有集成度高、EMI影響小的優(yōu)點(diǎn)，但是電壓調(diào)整性差。將BUCK-BOOST雙向變換電路與開關(guān)電容電路有機(jī)的結(jié)合在一起，提出了實(shí)現(xiàn)高壓比、輸入輸出電壓范圍廣、效率高、精度高和集成度高的雙向變換電路。

開關(guān)電容；高壓比；雙向變換；精度高

1 引言

雙向DC-DC變換電路在DC-DC變換中有著重要的地位。BUCK-BOOST雙向變換電路是DC-DC變換中常用雙向變換電路，屬于非隔離型，效率較高，但是變壓比不高，在需要高壓比雙向變換的多端口光伏蓄電池系統(tǒng)中目前還是應(yīng)用隔離型DC-DC變換電路。隔離型DC-DC變換電路有較高的變壓比，但是效率低，并且EMI（電磁影響）較大。

開關(guān)電容變換電路不含電感和變壓器，僅由電容網(wǎng)絡(luò)和開關(guān)構(gòu)成，集成度比較高，可實(shí)現(xiàn)數(shù)倍電壓雙向變換［1-2］。開關(guān)電容變換器雖然有體積小、重量輕、功率密度大和可集成的優(yōu)點(diǎn)，但是，開關(guān)電容變換電路電壓調(diào)整性能差，不能寬范圍調(diào)壓。

目前已有開關(guān)電容電路與傳統(tǒng)BUCK或BOOST電路組成兩級(jí)單向變換電路［3］，取得了很好效果。但是在雙向變換方面，很少有對(duì)這兩種電路組合的研究，因此基于兩級(jí)變換電路的思想，本文采用將開關(guān)電容變換電路和傳統(tǒng)BUCK-BOOST雙向變換電路結(jié)合的兩級(jí)雙向變換電路。兩級(jí)雙向變換電路，不僅能夠?qū)崿F(xiàn)體積小、功率密度大以及電路可集成，而且還能夠只用較小的元器件就能獲得較好的電壓調(diào)整特性［4］。

2 電路模式

開關(guān)電容、BUCK-BOOST兩級(jí)組合雙向DC-DC變換電路如圖1所示。

該兩級(jí)組合電路由4個(gè)電容，7個(gè)開關(guān)，3個(gè)二極管和1個(gè)電感組成。由圖1可看出該電路可分為兩部分，虛線左邊為BUCK-BOOST雙向變換電路，虛線右邊為2階開關(guān)電容電路。在多端口光伏系統(tǒng)中認(rèn)為高壓（VH）是母線電壓，低壓（VL）是蓄電池。組合電路有兩種運(yùn)行模式：1）模式A：電能由VH端向VL端傳遞；2）模式B：電能由VL端向VH端傳遞。

每種模式都有兩種狀態(tài)，通常每一種狀態(tài)運(yùn)行在不同的占空比D下。開關(guān)的重復(fù)周期是T=1/f，其中f是開關(guān)頻率，開關(guān)運(yùn)行在PWM控制方式下。開關(guān)為雙向?qū)ㄩ_關(guān)管，其內(nèi)阻是rs，其它必須考慮的因素有［5］：所有電容的等效阻抗為rc，電感等效電阻為rL，所有二極管上的等效壓降為VD。一些有用的參考數(shù)據(jù)如下：rs=0.03 Ω，rc= 0.02 Ω，VD=0.5 V，rL=0.05 Ω。

2.1 模式A

模式A為降壓變換，開關(guān)S2一直處于關(guān)斷狀態(tài)，其余開關(guān)控制信號(hào)如圖2c所示。開關(guān)狀態(tài)1如圖2a所示，開關(guān)S5，S6接通，二極管D2導(dǎo)通，其余開關(guān)和二極管關(guān)斷。此時(shí)，電容C2串聯(lián)C3通過回路VH，S5，C3，S6，C2充電，電容C2，C3上的電壓逐漸增大；電感L1通過二極管D2續(xù)流向電容C1和VL供電。電容充電等效電路中的等效電阻R1=2rs+ 2rc=0.1 Ω；續(xù)流等效電路中的電阻為rL=0.05 Ω，壓降為VD=0.5 V。

開關(guān)狀態(tài)2如圖2b所示，開關(guān)S1，S3，S4和S7接通，其余開關(guān)和二極管都關(guān)斷。此時(shí)，電容C2并聯(lián)，C3通過回路S7，S4，S3，S1，L1對(duì)C1和VL供電，電容C2，C3上的電壓逐漸降低，該等效回路上的等效電阻：

模式A工作時(shí)，VH降壓到VL分兩步：首先VH經(jīng)過2階電容開關(guān)電路降壓然后再經(jīng)過BUCK變換電路進(jìn)一步降壓到所期望的電壓VL。

2.2 模式B

模式B為升壓轉(zhuǎn)換，開關(guān)S1一直處于關(guān)斷狀態(tài)，其余開關(guān)控制信號(hào)如圖3c所示。開關(guān)狀態(tài)1如圖3a所示，開關(guān)S2，S5和S6接通，其余開關(guān)和二極管關(guān)斷。此時(shí)，VL通過開關(guān)S2對(duì)電感L1充電，該回路等效電阻R3=rL+rs=0.08 Ω；電容C2串聯(lián)電容C3通過開關(guān)S5，S6對(duì)電容C4和VH供電，該回路等效電阻R4=2rc+2rs=0.1 Ω。

開關(guān)狀態(tài)2如圖3b所示，開關(guān)S3，S4和S7接通，二極管D1導(dǎo)通，其余開關(guān)和二極管關(guān)斷。此時(shí)，VL串聯(lián)電感電壓VL1對(duì)電容C2，C3并聯(lián)充電，該回路等效電阻：

電容C4對(duì)VH供電，該等效回路等效電阻R6=rC=0.02 Ω。

模式B工作時(shí)，VL升壓到VH分兩步：首先VL經(jīng)過兩BOOST電路升壓，然后再經(jīng)過開關(guān)電容變換電路進(jìn)一步升壓到我們所期望的電壓VH。

3 電路工作特性分析

3.1 模式A

在模式A，整個(gè)電路工作在降壓狀態(tài)，開關(guān)控制信號(hào)如圖2c所示。

3.1.1 開關(guān)狀態(tài)1

如圖2a，在t=0時(shí)刻開關(guān)S5，S6接通，高壓電源VH開始過對(duì)電容C2，C3串聯(lián)充電，電容C2，C3串聯(lián)后可以用C23來代替，充電電流為

根據(jù)基爾霍夫定律，可得到電路的電壓方程為

RN1為電路元件的等效電阻。由于在開關(guān)合上之前電容C23上已經(jīng)有電壓存儲(chǔ)：

當(dāng)電容充電到dT時(shí)刻時(shí)，電容上的電壓和電流大小分別為

由方程可知，電容電壓以指數(shù)增長(zhǎng)，電容電流以指數(shù)減小。時(shí)間常數(shù)，工程上一般認(rèn)為電容經(jīng)過3τ～5τ時(shí)間即可認(rèn)為充滿。本電路中電容電壓波動(dòng)較小，dT時(shí)間內(nèi)電容C23可以充滿電，即：

在開關(guān)狀態(tài)1，電感L1續(xù)流對(duì)電容C1和VL供電：

3.1.2 開關(guān)狀態(tài)2

如圖2b所示，根據(jù)元件的特性和電路的結(jié)構(gòu)，可計(jì)算得出電感電流的二階方程：

令

根據(jù)開關(guān)狀態(tài)2初始條件：

由此解得電感的電流方程：

從而可以計(jì)算出電容電壓方程：

3.1.3 穩(wěn)態(tài)時(shí)滿足的條件

當(dāng)電路達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，滿足以下條件：濾波電感L1上的電流在開關(guān)電容充電和放電時(shí)，變化量相等，即

根據(jù)以上計(jì)算，可以計(jì)算出電感電流在開關(guān)電容充電和放電時(shí)的變化量如下：

需要指出的是，在設(shè)計(jì)系統(tǒng)時(shí)，并沒有使得系統(tǒng)出現(xiàn)諧振，因此在設(shè)計(jì)時(shí)使：

由此在開關(guān)電容放電時(shí)，電感電流的變化量可以簡(jiǎn)化為

dT為一個(gè)周期內(nèi)電感L1續(xù)流時(shí)間，（1-d）T為電感充電時(shí)間，所以輸出電壓公式吻合BUCK電路降壓原理公式。

考慮到整個(gè)電路將會(huì)使開關(guān)電容滿充，即：

因此

由分析和計(jì)算可見，工作在降壓狀態(tài)時(shí)，高壓VH先經(jīng)過2階開關(guān)電容電路降壓到VH/2，然后經(jīng)過BUCK變換電路進(jìn)一步降壓到目標(biāo)電壓。

3.2 模式B

在模式B，整個(gè)電路工作在升壓狀態(tài)，開關(guān)控制信號(hào)如圖3c所示。

3.2.1 開關(guān)狀態(tài)1

如圖3a，在t=0時(shí)刻開關(guān)S2，S5，S6接通，低壓電源VL開始過對(duì)電感L1充電，電容C2，C3串聯(lián)向C4，VH供電。

電源電壓VL加到升壓電感L1上，在忽略電感電阻rL和開關(guān)電阻rs情況下，電感電流iL1線性增加：

當(dāng)t=Ton=dT時(shí)，線達(dá)到最大值，電感L1充電期間，增量為

電容C2，C3串聯(lián)向C4，VH供電電壓方程為

3.2.2 開關(guān)狀態(tài)2

如圖3b所示，開關(guān)S3，S4和S7接通，二極管D1導(dǎo)通，其余開關(guān)和二極管關(guān)斷。

此時(shí)，VL與通過D1對(duì)電容C3，C4并聯(lián)充電。加在L1上的電壓為，而，故線性減小，表達(dá)式如下：

經(jīng)過T0ff=（1-d）T之后，達(dá)到最小值電容C2，C3并聯(lián)充電期間，的減小量為

3.2.3 穩(wěn)態(tài)時(shí)滿足的條件

開關(guān)電容電路與VH組成的回路中，電壓方程為

所以，升壓變比關(guān)系：

結(jié)合式（24）與式（27），可以得到整個(gè)電路的升壓比關(guān)系式：

由分析和計(jì)算可見，工作在升壓狀態(tài)時(shí)，低壓VL先經(jīng)過BOOST電路升壓到VL/（1-d），然后經(jīng)過開關(guān)電容電路進(jìn)一步升壓到目標(biāo)電壓。

3.3 電路設(shè)計(jì)和效率

3.3.1 電路設(shè)計(jì)

在傳統(tǒng)的開關(guān)變換電路中PWM控制應(yīng)用很普遍，所以，本文所提出的兩級(jí)組合電路中包括傳統(tǒng)BUCK-BOOST雙向變換電路和開關(guān)電容電路，控制方式也采用PWM控制。

在PWM控制方式下，模式A降壓狀態(tài)在不同的占空比D調(diào)制下，可以很好地得到不同低壓輸出［6］；模式B升壓狀態(tài)中，在不同的占空比D調(diào)制下為使電路正常工作，二極管D3應(yīng)用很重要。

在模式B中，理論上開關(guān)S2，S5，S6關(guān)斷的同時(shí)，開關(guān)S3，S4，S7接通，如圖3c所示。但在實(shí)際中，考慮到各方面因素，很難達(dá)到要求，一般會(huì)存在一定延時(shí)，如圖4所示，td為延時(shí)時(shí)間。

在開關(guān)切換存在延時(shí)td的情況下，模式B中，開關(guān)S2，S5，S6關(guān)斷時(shí)，開關(guān)S3，S4，S7仍處關(guān)斷狀態(tài)。此時(shí)，若無二極管D3，充電后的電感L1將無法形成續(xù)流回路，將對(duì)開關(guān)管、二極管以及整個(gè)電路造成安全威脅；應(yīng)用二極管D3后，充電后的電感L1在td期間將形成如圖5所示續(xù)流回路，對(duì)能量合理分配利用。

3.3.2 電路工作效率

電容充電時(shí)，必定會(huì)出現(xiàn)能量的損耗，所以在設(shè)計(jì)電容時(shí)，必須考慮電容充電的效率。

電源Vin單獨(dú)對(duì)1個(gè)電容C充電，在t=0時(shí)刻，電容開始充電。電容C初始電壓，從0到t1時(shí)刻電源輸入能量為

而在0到t1期間，電容儲(chǔ)存的能量與電容電壓變化量之間的關(guān)系：

根據(jù)以上計(jì)算，可以得到電容充電的效率為

由以上分析可以得出：電容充電效率與串聯(lián)電阻的大小沒有關(guān)系，只與電容電壓變化量有關(guān)系。

從整體來考慮開關(guān)電容的工作效率，可以用如下公式：

式中：M為電壓變比，M=U0/Ui；K為本征電壓變比，K=Qi/Q0。

理想情況下，效率η可以為1，即M=K，但通常η＜1，即M＜K。本文所討論的開關(guān)電容變換電路中，保證電容充滿電的情況下，盡量減小ΔVC可以使M更加接近K，從而提高整體效率。

在BUCK-BOOST雙向變換電路中，電感上的電流紋波ΔiL將決定整個(gè)電路的效率［7］。因?yàn)殡姼须娏骷y波的增大將會(huì)大大增加電感電流的RMS值，從而導(dǎo)致開通損耗和關(guān)斷損耗的增加。

根據(jù)以上分析和計(jì)算，減小電容電壓和電感電流波動(dòng)，可以提高整個(gè)電路的工作效率。本文所提出的兩級(jí)組合變換電路分步實(shí)現(xiàn)升壓和降壓，這樣降低了每一級(jí)升降壓任務(wù)，進(jìn)而可以減小電容電壓和電感電流波動(dòng)，使每級(jí)電路工作在最佳狀態(tài)，擁有較高的工作效率。同時(shí)，還可以縮小每一級(jí)變換電路的體積。

4 實(shí)驗(yàn)電路與仿真

芯片SG3525產(chǎn)生PWM波形，利用D882P三極管和IRF3205開關(guān)管產(chǎn)生放大和翻轉(zhuǎn)的PWM波形。并聯(lián)IRF3205開關(guān)管作為雙向開關(guān)，電容C2，C3為22 μF，C1，C4為60 μF，電感L1為0.02 mH。通過TDS1002B示波器采集電壓信號(hào)，利用Matlab進(jìn)行電路仿真。為了便于觀察波形，電路工作頻率設(shè)為低頻10 kHz。

4.1 降壓變換仿真

4.1.1 電路波形分析

組建如圖1所示的電路，控制方式如圖2所示。輸入電壓為10 V，輸出電壓為3.8 V。

從圖6的實(shí)驗(yàn)和仿真的波形來看，輸出電壓與理論值相吻合。電容C2兩端的電壓在充電時(shí)指數(shù)上升，放電時(shí)線性下降，此部分的電容實(shí)現(xiàn)了滿充的工作狀態(tài)。在工作的過程當(dāng)中，電容的電壓變化量較小，BUCK電路部分在電感很小的情況下實(shí)現(xiàn)了電壓的再變換，并且輸出電壓的紋波也很小。

4.1.2 電路工作效率分析

根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果計(jì)算電路效率（η）與占空比（D）的關(guān)系如圖7所示，由圖7可知，電路工作效率在占空比為0.5左右時(shí)，效率最好。

在輸入輸出電壓相同的情況下，把BUCK電路與兩級(jí)組合變換電路在輸出功率改變的情況下進(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析比較效率，如圖8所示。

根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析，在相同輸入輸出電壓情況下，輸出功率越大，兩級(jí)組合變換電路的效率越優(yōu)于傳統(tǒng)BUCK電路的效率。

4.1.3 實(shí)驗(yàn)和仿真結(jié)果分析

根據(jù)以上分析，可以得到以下結(jié)論：

1）兩級(jí)組合電路有很好的電壓調(diào)整特性。當(dāng)輸入電壓大范圍變化或者負(fù)載變化時(shí)，都能夠通過改變占空比的大小從而保持輸出電壓恒定；

2）即使輸出濾波電感很小，也能保持輸出電壓的紋波較小；

3）在輸入電壓比較高輸出電壓即使很低的情況下，兩級(jí)組合電路的效率仍然比較高。

4.2 升壓變換仿真

4.2.1 電路波形分析

組建如圖1所示的電路，控制方式如圖3所示。輸入電壓為5 V，輸出電壓為14 V。

由圖9中的實(shí)驗(yàn)和仿真的波形來看，輸出電壓與理論值相吻合。在工作的過程當(dāng)中，電容的電壓變化量較小，達(dá)到了對(duì)開關(guān)電容電路充放電的預(yù)期要求。BOOST電路部分在電感很小的情況下實(shí)現(xiàn)了電壓的變換，并且輸出電壓的紋波也很小。

4.2.2 電路工作效率和變壓比分析

根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果計(jì)算電路效率（η）與占空比（D）的關(guān)系如圖10所示。

可以看出組合電路當(dāng)占空比在［0.2，0.6］之間的效率較高，而當(dāng)D繼續(xù)加大時(shí)，效率出現(xiàn)明顯下降，根據(jù)圖10就可以確定組合電路升壓時(shí)的最佳工作區(qū)間。

在輸出電壓與輸入電壓比例K相同的情況下，兩級(jí)組合電路與傳統(tǒng)BOOST電路效率相比較，如圖11所示。

傳統(tǒng)BOOST電路變壓比K（K=vo/vi）超過4以后電路效率急劇下降，而該組合電路可以實(shí)現(xiàn)更高壓比的電壓變換。圖11表明組合變換電路能夠?qū)崿F(xiàn)更大的電壓變比，在相同電壓變比的情況下，有更高的變換效率。

4.2.3 仿真結(jié)果分析

根據(jù)以上分析，可以得出結(jié)論：組合變換電路在升壓狀態(tài)時(shí)，輸出電壓比較穩(wěn)定，擁有較好的電壓調(diào)整性和較大的變壓范圍；與傳統(tǒng)BOOST電路相比，組合變換電路不僅有著更高的變壓比，而且變壓比相同時(shí)有著更高的變換效率。

5 結(jié)論

本文簡(jiǎn)要分析了在大變壓比的情況下，開關(guān)電容變換器和BUCK-BOOST雙向變換器的不足，基于兩級(jí)組合變換電路的思想，采用了將開關(guān)電容變換電路和BUCK-BOOST雙向變換電路結(jié)合的兩級(jí)組合雙向變換電路［8-9］。該電路對(duì)電壓進(jìn)行兩級(jí)變換，先進(jìn)行預(yù)變換，然后再變換為要求電壓。采用兩級(jí)組合雙向變換器，不僅能夠?qū)崿F(xiàn)高壓比、體積小、重量輕、功率密度大以及電路可集成［10-11］，而且只用較小的電感就有較好的電壓調(diào)整特性，擁有較高的變換效率［12］。該組合電路可以很好地應(yīng)用在多端口蓄電池光伏發(fā)電系統(tǒng)和電動(dòng)工具等需要高壓比、能量雙向流動(dòng)的地方。

本文為開關(guān)電容電路與BUCK-BOOST雙向變換電路組合提供了一種思路，后期還有一定工作要做，例如實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)和結(jié)構(gòu)優(yōu)化減少開關(guān)管數(shù)量等。

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Design of a New Type Bidirectional DC-DC Switched Capacitor Converter

MA Sheng?quan，PAN Ting?long，JI Zhi?cheng
（College of Internet of Things Engineering，Jiangnan University，Wuxi 214122，Jiangsu，China）

BUCK-BOOST bidirectional conversion circuit is basic DC-DC converter circuit，but its transformer ratio is low.Switched capacitor DC-DC can make voltage doubler transform and bidirectional transformation come true，with high integration and little EMI affect，but the voltage regulation is poor.Combined BUCK-BOOST bidirectional conversion circuit with switched?capacitor circuit，proposed bidireclional conversion circuit with high transformer ratio，wide input and output voltage range，high efficiency，high precision，and high integration.

switched capacitor；high transformer ratio；bidirectional transformation；high accuracy

TM133

A

2013-12-10

修改稿日期：2014-06-19

江蘇省自然科學(xué)基金（BK2012550）；江蘇省高校科研成果產(chǎn)業(yè)化推進(jìn)項(xiàng)目（JHB2012-24）

馬圣全（1991-），男，碩士研究生，Email：shengquan1991@126.com