積分式束流變壓器的標定研究

王建新，劉 宇，張 浩，肖德鑫

（中國工程物理研究院 應用電子學研究所，四川 綿陽 621900）

流強是粒子加速器最基本的運行參數(shù)之一。在脈沖加速器中，束團電荷量和流強直接相關。束團電荷量的穩(wěn)定對加速器有重要意義。一方面，在基于加速器的光源中，束流的穩(wěn)定性直接影響光通量的穩(wěn)定性。另一方面，在運行過程中束團電荷量的不穩(wěn)定可能是由束流損失引起的，束流損失會引起加速器部件的損傷，包括輻射效應損傷和熱效應損傷。特別是在超導加速器和環(huán)形加速器中，束流損失直接影響機器能否正常運行。因此對束團電荷量的精確在線測量在加速器的調(diào)試和運行過程中有重要作用。

積分式束流變壓器（ICT）是進行束團電荷量測量最常用的設備，利用電磁感應原理進行測量，其核心部件由兩個磁芯構(gòu)成，放在帶間隙的未封閉銅環(huán)內(nèi)，且磁芯2上繞有線圈，多個貼片電容沿銅環(huán)等間距分布在間隙上［1-4］。從加速器中產(chǎn)生的粒子束流通過ICT 時產(chǎn)生感應電流，該感應電流的電荷量由磁芯1存儲，存儲的電荷通過磁芯2的線圈對外放電。由磁芯2引出的放電波形再通過匹配的輸出回路（一般為示波器）輸出一個脈沖寬度固定、積分電荷量與輸入束流電荷量呈一定比例的電壓脈沖信號。

1 標定方法

在離線情況下，利用數(shù)字信號發(fā)生器以及數(shù)字示波器對ICT的輸入輸出特性進行研究。使用數(shù)字信號發(fā)生器產(chǎn)生特定形狀的脈沖信號，通過單根金屬導線導引穿過ICT 來模擬束流脈沖信號［3-4］，標定實驗布局示意圖如圖1所示。

圖1 實驗布局示意圖Fig.1 Sketch of ICT calibration experiment

由脈沖信號發(fā)生器（HP 8082A）產(chǎn)生的方波脈沖信號穿過ICT，該輸入信號及經(jīng)過ICT響應后的輸出信號均通過示波器（TEK DPO7254）顯示。為避免短脈沖信號的反射對ICT 響應造成影響，剝離信號線穿過ICT的那段屏蔽層，只讓芯部穿過ICT，而信號的回路則通過金屬殼從ICT 外部通過，這樣可消除輸入信號產(chǎn)生的反射信號對ICT 響應的影響。

HP 8082A 能產(chǎn)生脈寬為1ns的單脈沖、雙脈沖和連續(xù)脈沖，連續(xù)脈沖的重復頻率能在1kHz～250 MHz范圍內(nèi)可調(diào)，能很好地模擬CW 模式的束流。

2 標定結(jié)果及分析

根據(jù)HP 8082A 的性能，輸入脈沖分別設置為單脈沖、雙脈沖和連續(xù)脈沖。觀察輸出脈沖情況，并使用示波器測量輸入脈沖和輸出脈沖的積分電荷量，計算ICT 的輸入輸出比。

2.1 單脈沖標定

單脈沖標定實驗中，可明顯觀測到，輸出脈沖幅度隨輸入脈沖幅度的變化而變化，輸出脈沖的長度（約為12ns）和形狀基本不變（圖2a），這與ICT的設計性能相符合［2］。ICT的輸入輸出比為20.37／2.029＝10.04，與標稱值10相差不大。

圖2 單脈沖（a）和雙脈沖（b）標定Fig.2 Calibrations in monopulse（a）and dipulse（b）

2.2 雙脈沖標定

使用雙脈沖進行標定時，逐漸減小雙脈沖之間的時間延遲，可發(fā)現(xiàn)在時間延遲小于12.08ns后，輸出脈沖的雙脈沖開始連接到一起，逐漸不能分辨，如圖2b所示。這樣就沒有辦法準確地進行脈沖面積的測量，無法得到對應的電荷量。反映出該型號的ICT 測量連續(xù)脈沖的最高重復頻率約為83 MHz。若需對更高重復頻率的脈沖進行測量，則需選擇束流變壓器輸出脈沖的寬度更窄的型號。

2.3 連續(xù)脈沖標定

連續(xù)脈沖標定實驗中，可發(fā)現(xiàn)輸出脈沖和輸入脈沖是一一對應的，只是在脈沖重復頻率較高時，輸出脈沖的最低點不是零點，如圖3所示。隨著輸入脈沖重復頻率（MHz量級）的提高，輸出脈沖的最低點會向下“移動”，這種現(xiàn)象即為基線漂移。

圖3 連續(xù)脈沖標定Fig.3 Calibration in continuous pulse

3 基線漂移及修復分析

3.1 基線漂移物理原理

ICT是在BCT 的基礎上設計的，屬于交流耦合型電磁感應器件。其對信號的響應和頻率相關，圖4為ICT的頻率響應曲線，其低頻和高頻截止頻率分別為6.2kHz和65.6MHz［5］。

在標定實驗中發(fā)現(xiàn)，對于單脈沖和脈沖重復頻率較低的連續(xù)脈沖，其輸入輸出比和標稱值符合得很好，在進行電荷量測量時不存在問題；但對于脈沖重復頻率較高的連續(xù)脈沖，會引起基線漂移的問題，即輸出脈沖的最低點不在零點。

圖4 ICT 頻率響應曲線Fig.4 Frequency response curve of ICT

基線漂移是由ICT 的低頻截止頻率引起的［6-7］。在頻域，低頻（直流）部分信號被“丟”掉了，如圖4 所示，該ICT 的低頻截止頻率為6.2kHz；在時域，就會出現(xiàn)信號的基線往下“漂”的現(xiàn)象［7］。重復頻率較低時，基線漂移幅度較小，隨著重復頻率的提高，基線漂移的幅度也提高，如圖3所示。

3.2 基線修復

在使用ICT 進行束團電荷量測量時，要對輸出脈沖的面積進行積分，標定實驗中，該步驟是通過數(shù)字示波器的積分計算功能來完成的。在基線漂移的情況下，由于零點的移動，積分的起點和終點就要發(fā)生變化，直接對輸出脈沖進行面積積分，就會引起誤差。要保證測量的精度，就必須找到脈沖的零點，即進行基線修復?；€修復的方法分為電子學修復和算法修復［8-10］，本文使用算法修復中基線操縱的方法。其基本思路是計算輸出脈沖序列底部變化平緩部位的幅值，如圖5灰色部分所示；將該值作為積分的零點，然后對整個脈沖序列重新賦值，如圖6所示；在此基礎上，對輸出脈沖進行積分，計算出脈沖包含的電荷量。

圖5 脈沖底部幅值計算Fig.5 Calculation of pulse buttom

在未進行基線修復時，直接對輸出脈沖積分，得到輸入輸出比為12.00?；€修復后，得到輸入輸出比為9.67?？梢娺M行基線修復大幅提高了ICT 對高重復頻率連續(xù)脈沖的電荷量測量精度。

圖6 基線修復前后圖形對照Fig.6 Comparison of signals without and with baseline restoration

4 總結(jié)

本文主要對Bergoz公司生產(chǎn)的ICT 進行了標定研究，在單脈沖、雙脈沖及連續(xù)脈沖情況下測量了輸入輸出比。重點對高重復頻率情況下出現(xiàn)的基線漂移情況進行了研究，并使用基線操縱的方法進行基線修復。通過基線修復，輸入輸出比由12.00變?yōu)?.67，電荷量測量相對誤差小于5%，提高了ICT 對高重復頻率連續(xù)脈沖的電荷量測量精度。

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