電力線載波信道傳輸特性測量

楊少峰

（中國礦業(yè)大學信電學院，江蘇徐州 221116）

把輸電網用于通信的研究由來已久，即所謂的電力載波通信，最初是用于高壓輸電網的自動監(jiān)控，后來研究范圍逐漸擴大到抄表等多個領域，近年來針對家庭網的電力線高速接入則是電力載波通信的一個全新拓展［1-2］。人們對電力載波通信的熱衷來自于幾個方面，首先，輸電網是多條平行金屬線結構，理論上這種結構能在相當高的頻率下保持低損耗和低噪聲，而電能傳輸和電器噪聲只在低頻占用很小的帶寬，完全可以把多余的帶寬作為電能傳輸?shù)母碑a品用于通信，與光纜及無線通信相比這種信道資源相當廉價；其次，電網是一個已經建成且分布極其廣泛的整體網絡，絕大部分電器都能接觸到這個網絡，通信建立相當方便；此外，電網中的變壓器和電能表對通信頻率起到阻隔作用，各級網絡相互保持獨立，這大大增強了電力通信的頻率復用功能，也簡化了網絡維護［3-4］。

電力線的高速互聯(lián)目的是在配電網和家庭電網上采用OFDM技術實現(xiàn)從幾Mbit/s到十幾Mbit/s的可靠傳輸用于internet接入。對這個研究方向，國外早在90年代初就開始了研究，并在近年不斷推出各自的產品，最著名的有INTELLON、NOTEL、ABB等公司，并有若干電力公司成功做了internet接入實驗［5-7］。國內在2000年左右陸續(xù)有單位開始介入這方面的研究，如清華和西交等幾所高校，也有若干單位利用國外的芯片做了通信實驗，但較系統(tǒng)的高速電力通信技術研究，仍然空白［8-10］。

在通信系統(tǒng)的信道性能研究中，基本參數(shù)主要有阻抗、信號衰減和干擾。而由于電力線上的負荷具有多樣性和時變性，其信道特性突出地表現(xiàn)為線路阻抗小、信號衰減大、高噪聲、干擾強和隨機性大等特點，大大增加了通信過程的復雜性［11，12］。為了保證電力線的傳輸質量并提高通信速率，在選擇恰當?shù)男盘栒{制、傳送和解調方法時，需要對信道特性有詳細的了解。因此，建立對電力線載波通信信道進行信道傳輸特性分析變得尤為重要。文獻［13］對1.6 MHz～30 MHz頻帶內通過電力線路上傳輸信號的原理進行了研究，對電力線路的信道特性進行了分析，提出了電力載波具有離散高斯型背景噪聲和時變衰減特性的信道模型。文獻［14］針對低壓電力線載波通信信道所處的環(huán)境噪聲干擾特點和衰落特性，探討了符合我國實際情況的典型信道傳輸模型。文獻［15］分析了低壓電力線的時變特性、阻抗特性、衰減特性和噪聲特性等信道特性，實測了各種特性的波形。同時，針對這些特性，就怎樣克服其不利因素，給出了相應的措施。

圖1 時域測量框圖

本文對電力線載波時域測量原理進行了介紹，并設計了一個電力線傳輸特性測量電路。在數(shù)據(jù)處理過程中，分析了分段平均和時域加窗對提高總體信噪比的作用，對測量方法進行了驗證，并測量了實際的電力信道。實驗結果表明，本文的方法有較強的抗噪聲能力。

1 時域測量原理

如圖1所示，在脈沖發(fā)生器的觸發(fā)下，波形發(fā)生器不斷產生信號，并饋入信道，再由存儲示波器測量端口輸出，通過比較確定波形經過信道后發(fā)生的變化可以反推出信道傳輸特性。那么什么樣的波形信號適合用于傳輸特性測量呢，我們設信道傳輸函數(shù)h（t），信號x（t），則通過信道后得到y(tǒng)（t）=h（t）?x（t），（?表示卷積，下同），變換到頻域，Y（f）=H（f）X（f）；如果X（f）很寬，在關心頻帶內沒有零點，就可以除得到H（f）=Y（f）/X（f）。頻譜寬且在測量頻域內沒有零點的波形很多，最直接的是沖擊函數(shù)δ（t），其H（f）恒值，頻譜最寬，但沖擊函數(shù)不易物理實現(xiàn)，所以信號處理時常用窄矩形脈沖代替沖擊函數(shù)來分析傳輸函數(shù)。

2 時域測量的信號處理及硬件設計

2.1 時域測量的信號處理

配電網的噪聲相當復雜，加上信號衰減隨距離迅速增加，在很多情況下總體噪聲功率會大于信號功率，測量數(shù)據(jù)不做處理難以滿足這個要求。我們采用了兩種方法來提高信噪比，即平均和時域加窗，處理過程如下：

（1）平均

所用存儲示波器是Agilent 54621D，200 MHz、8 bit采樣，一次采樣可得4 Mbyte數(shù)據(jù)［40］，采集到數(shù)據(jù)后，先要運用自相關精確計算m序列周期，再把數(shù)據(jù)對齊做平均，得到單周期數(shù)據(jù)，平均可以提高采樣分辨率，并降低背景噪聲。

（2）時域加窗

得到的單周期數(shù)據(jù)與發(fā)送的PN序列做相關（實際是反序做圓卷積），再濾波得到hcoarse（n），就是粗精度的傳輸函數(shù)，用公式表示：

（3）DFT后校準

對加窗的hcoarse做DFT得到Hrec（f），除以校準的Htrans（f），得到最終結果H（f）＝Hrec（f）/Htrans（f）。注意H（f）只在相關頻段有效，在頻域高端由于信號功率很小相除后結果往往毫無意義，統(tǒng)計相應頻段的群延時可分析信道多徑性能。我們的測試最終針對OFDM通信仿真，要求h（t）的有效長度盡量短，所以在IDFT得到h（t）前要對H（f）加窗并對窗外H（f）做延拓。

2.2 硬件設計

針對系統(tǒng)要求，我們設計了一個電力線噪聲和傳輸測試電路，如圖2所示。

圖2 測試電路框圖

PN序列由CPLD產生，經平衡不平衡轉換，去濾波電路，到耦合變壓器，經開關矩陣接到輸電網絡，接收時，開關矩陣撥到另一個支路，經變壓器、濾波網絡到負載，負載輸出到示波器。

（1）參數(shù)選擇

首先確定測量頻率，這個測量系統(tǒng)本身并不單單針對高速電力載波通信，對100 kHz～500 kHz頻段仍然關心，所以系統(tǒng)要求頻帶大約從100 kHz～22 MHz，加上過渡帶，希望能測量50 kHz～30 MHz頻率范圍內的噪聲和傳輸特性，如果整頻域測量，信號起伏比較大，加上示波器的AD位數(shù)有限，精度也較差，所以要求分段?？紤]500 kHz以下頻段的噪聲類型與以上頻段不同，而且應用類型也不同，同時測量會降低精度，再考慮濾波器實現(xiàn)難度，選擇的分段方案是低端 50 kHz～900 kHz，高端900 kHz～30 MHz。電力信道上脈沖噪聲的頻域很寬，分段會給脈沖噪聲分析帶來不利，而且精度要求不高時，全頻帶測量更快速，所以0.05 MHz～30 MHz的濾波器仍然保留。這里的頻率分段可以用頻率分路器，但考慮到頻段太寬，整體不易調節(jié)，系統(tǒng)中的各個濾波器都是單獨設計的，所以各濾波器不能同時接到線上，要分開測量。

其次確定m序列，m序列發(fā)生器有兩個重要的參數(shù)，一個是脈沖寬度，另一個是m序列級數(shù)。設脈寬w，級數(shù)m，可以得到周期長度T＝w×m，這也是最大可測的多徑時延，而頻域分辨率或最低可測頻率是周期的倒數(shù)1/T，最高可測頻域則由脈沖寬度決定，例如取sinc函數(shù)的3 db寬度則最高頻率fmax=0.44/w，對我們的系統(tǒng)要求測量 50 kHz～30 MHz，可以計算得到，w＜44/30 us，或工作頻率要大于30/0.44=68×106MHz，考慮常用晶振頻率以及芯片速度，選50 MHz，這樣可以比較穩(wěn)定地測量到22 MHz，同時22 MHz～40 MHz頻段也可測量。對m有l(wèi)og2（m）＞50 MHz/50 kHz=1 000，得到m＞10，長的m序列能更好地抑制窄帶噪聲，而對1 MHz以上的頻段，電力線噪聲主要是無線電廣播噪聲，屬窄帶噪聲，所以我們最終選m=13，序列長8 k。這個配置能一次完成整個頻域的測量，但考慮到分段測量時，50 MHz的工作頻率對低頻段測量泄漏太大，效率過低，應選另一組參數(shù)m=10，f=50/24約3 MHz，這在CPLD程序中是通過分頻獲得的。

（2）電路設計

先選CPLD芯片，為簡化設計，我們的電路沒有使用功率放大器，m序列發(fā)生器產生的數(shù)字信號要有足夠的功率來驅動負載，一般電力線的阻抗在高頻約100 Ω，對應5 V的電源電壓，最大驅動電流需要50 mA，TTL引腳輸出的驅動能力一般小于8 mA，需要選取其他能提供較大驅動電流的芯片，我們最后選用了xilinx的XC9536-15［42］，它單個引腳的輸出電流達24 mA，抗燒毀電流50 mA，比較皮實，而且在同類芯片中它是較便宜的。但24 mA的電流仍然不能滿足系統(tǒng)要求，而且0～5 V的電壓范圍也不夠，為此我們采取了兩個措施，先是用差分提高輸出電壓的擺幅，再把多個引腳并聯(lián)增加輸出電流。XC9536有44個引腳，其中34個引腳可編程使用，為了布線緊湊降低延時，選擇兩個邊上的引腳作為輸出，正負相各8個。實際輸出電路如圖3所示。

圖3 輸出腳差分并聯(lián)

在很多文獻中，不推薦使用以上這種把輸出腳并聯(lián)的做法，問題就在于輸出脈沖不可能精確同步，脈沖到達總有前后，而且分布不可預測，一般芯片的輸出引腳阻抗很低，例如XC9536的零電平輸出阻抗小于10 W，如果脈沖邊沿有沖突就會產生很大的電流把芯片擊穿。為解決這個問題，我們采取了多個措施，首先在每個輸出引腳串聯(lián)一個180 W電阻，這樣保證引腳電流小于5/180＝28 mA；其次把差分引腳輪換排列，使芯片的散熱比較均勻，最后把多余的引腳全部接地，保證接地可靠，灌電流通暢。設計時還在并聯(lián)后加入一個上拉電阻，用來補償引腳高電平輸出較低電平弱的情況，串聯(lián)電阻后系統(tǒng)輸出阻抗增加，好在有8個輸出并聯(lián)180/8=22.5 W，加上差分，可以保證系統(tǒng)輸出阻抗在50 W左右，準確的輸出阻抗還和引腳電阻有關，不容易精確設定，電路設計有一個冗余的串聯(lián)調節(jié)電阻。

差分輸出是提高輸出電壓能力的常用做法，設單電源工作的引腳輸出0～aV，用差分輸出可以擴大輸出范圍到-aV～+aV，同時輸出阻抗增加一倍。我們的電路要求輸出阻抗恒定，但數(shù)字電路的引腳在高電平輸出時的阻抗較第電平輸出時的阻抗要大很多，用差分輸出也可以解決這個問題。XC9536本身并不帶差分輸出，設置差分時要仔細考慮芯片延時，XC9536-15的tCOI（寄存器輸出時間）＜0.5 ns，tOUT（輸出緩沖時間）＜4.5 ns，兩者的和就是內部時鐘上升沿到引腳輸出的總時間t＜5 ns，相信各輸出延時的離散性要比這小得多，例如0.5 ns，甚至比邊沿時間小，而50 MHz時鐘的脈沖周期有20 ns，0.5/20＝2.5%，這可以忍受。差分工作的編程要特別注意，組合輸出是不允許的，一定要采用統(tǒng)一時鐘控制的寄存器輸出，如圖4所示。

圖4 組合輸出和寄存器輸出的比較

上圖右電路的兩個輸出總是差一個反相器延時，而XC9536反相器延時達3 ns，這無法忍受。

CPLD輸出后先做平衡不平衡轉換，這地方還有另一種選擇，如圖5所示。

圖5 另一種平衡不平衡轉換選擇

與原來電路相比少一個變壓器，多一個濾波網絡，原來的平衡轉換功能在耦合變壓器上實現(xiàn)，在PCB板上，用表貼元件構成的濾波網絡體積比一個變壓器小，變壓器安裝也不方便，理論上以上電路也是可以的，問題是這個電路從輸出到平衡轉換中間要經過濾波網絡，而濾波網絡元件很多，元件的容差范圍不能保證整個頻段都相位平衡，而差分電路對相位平衡非常敏感，要盡量保證平衡傳輸時線路簡單，所以沒有用這個電路。

電路中的濾波網絡使用變形的帶通Chebyshef LC無源濾波器，即5階高通加6階低通，要求網絡的相位延時要盡量小，這一方面因為多徑延時是重要的測量指標，同時，附加的多徑延時也會降低數(shù)據(jù)處理的精度，此外對網絡駐波也有較高要求。這是個濾波輸出電路，要選用高精度、高Q值和大電流容量的電感電容。

電路最后用變壓器串聯(lián)電容耦合到電力線網絡，這里使用了傳輸線變壓器，因為信號相對頻帶很寬，一方面低頻傳輸要求電感較大，如12 mH，另一方面高頻傳輸要求漏感小，耦合系數(shù)大。這里接觸到220 V工頻，變壓器繞制要非常小心，變壓器的磁芯要選用高頻材料，如錳鋅類。電路最后是耦合電容，要求損耗小。

電力信道的脈沖干擾非常惡劣，同時電容耦合電路在加電時存在固有的電壓沖擊，圖6展示上電時耦合器的等效電路。

圖6 上電時耦合器的等效電路

在電路接通的瞬間，電容電壓為零，在耦合變壓器飽和前，電感很大等效為理想變壓器，這時相當于r和R串聯(lián)分壓，而線路電阻r很小如0.n Ω，所以開機瞬間，負載可能要承受超過200 V的沖擊，這個沖擊在各級電路中消耗衰減，但輸出端仍舊很大。如果負載較小，會產生較大電流，使耦合變壓器的磁芯飽和，電感瞬時變小，相當于短路，耦合電容直接搭在220 V線路上，這時產生的沖擊電流很容易燒毀電容。

為了解決這個問題我們設計了一個開關序列，如圖7，開機時先閉合K1，使C充電到與AC同步，因為這時有Rx電阻串聯(lián)，電流較小，沖擊不大，然后閉合K2，這時C有較大的初始電壓，電壓沖擊較小。優(yōu)化Rx使兩次沖擊大小相當，可以取得最佳效果。

圖7 開關序列

電路后端也要加保護，特別是XC9536，其輸出腳的極限電壓只有-0.4 V～VCC+0.4 V，即-0.4 V～+5.4 V，相當小，在平衡轉換前加鉗壓二極管并同上拉電阻構成第1級保護，再在濾波網絡中間加一對肖特基穩(wěn)壓二極管構成第2級保護，二極管加在這里是因為，一方面沖擊脈沖離耦合器越近就越尖銳，二極管保護的效果就越好，另一方面，離耦合器太近工頻和低頻噪聲容易串到二極管，引起二極管電容變化，影響濾波網絡參數(shù)，造成虛假的傳輸時變性。經過這些保護后，電壓沖擊減小到了安全水平。

圖8是改進后電路的電壓沖擊，測量的是全通濾波器輸出，沒有加第1級保護，電壓幅度仍然比較大，更高分辨率的圖顯示第2級保護二極管已起到限幅效果，相信K1閉合時耦合變壓器輸出脈沖幅度可能超過20 V，圖中還可以看到由于機械跳動，一次開關動作可能會有幾個依次衰減的大脈沖，這種現(xiàn)象也在噪聲測量時被觀察到。

圖8 改進后電路的電壓沖擊

4 實驗結果

4.1 測量方法的抗噪聲能力仿真分析

為研究測量方法的抗噪聲能力，我們測量了實驗室中兩個插座間的傳輸特性，插座相距13 m，網絡上有數(shù)臺計算機，以下是0.5 MHz～25 MHz頻段的測量和分析結果。

從圖9中可以看到原始采樣數(shù)據(jù)的噪聲很大（主要是開關電源的噪聲，噪聲分布模式與50 Hz工頻同步），但經過處理，測試結果保持良好的精度?？梢姡谂潆娋W的實際噪聲環(huán)境下用PN序列測量傳輸特性是可行的。

圖9 實驗室兩個插座間的傳輸特性測量及其處理過程

圖10分析信道的時變性，兩個端口相距5 m，在某個時刻接入一臺計算機，并隨后打開，觀察這個過程中傳輸特性的變化，計算機標稱功率約200 W，采用非全關斷式電源設計，如圖10所示。從圖中可以看到，插入電源線引起的影響比較大，開關電源設計比較合理，開機的影響較小，但輸入電感較小，低頻衰減較大。

圖10 接入電器對傳輸?shù)挠绊?/p>

4.2 阻抗測量

信道阻抗和傳輸特性緊密相關，調制解調器的模擬前端設計需要知道阻抗特性，電力信道的阻抗是時變的，為充分提高功率利用率降低信道傳輸衰減，也有設計采用時變耦合器，通過估計跟蹤使耦合器與信道保持匹配［43］。因為是單點測量，同時阻抗測量對相位要求很高，最好的測量方法是使用矢量網絡分析儀，采用一些技巧，也能在時域測量，但精度較低。測量框圖如圖11所示。

圖11 時域阻抗測量

把輸出網絡與輸入網絡并聯(lián)接在測量端口上，測試步驟是這樣的：先在測試端口上接已知元件，如50 Ω電阻，測得幾組校準值，再接上待測網絡測得輸出，最后計算出端口阻抗。注意到阻抗測量對相位要求嚴格，存儲示波器要接同步。這個方法可以用串并聯(lián)理論分析，但考慮到實際系統(tǒng)的測試端口比較復雜，往往有一段長線，存在寄生參數(shù)，串并聯(lián)理論不精確，所以采用三端口網絡精確描述，這個三端口網絡包括整個耦合網絡和端口，端口順序見上右圖。設三端口網絡的散射矩陣S，輸入波向量B，輸出波向量A，有

又設，1、3端口匹配，這總是可以達到的，因為3端口是一個純電阻負載，可以用它來做歸一化阻抗，1端口實際在網絡內部，通過分割也能得到相同的電阻負載做歸一化阻抗，那么就有，s11=0，s33=0，以及b1恒定，b3=0，代入A=SB得到

圖12是一組測量結果，在8 MHz處，耦合器諧振，結果不準確。

圖12 阻抗測量結果

5 總結

分析了時域電力線載波信道傳輸特性測量的原理，，并對它的數(shù)據(jù)處理過程做了詳細分析，強調分段平均和時域加窗對提高信噪比的作用，最后設計了電路，通過測量已知電路證明方法是可行，同時實驗室環(huán)境下的實測結果還表明，方法有較強的抗噪聲能力。

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楊少峰（1966-），男，河南省洛寧人，講師，研究方向為機電一體化，電力傳輸控制等。