基于中和電容的60 GHz CMOS功率放大器設(shè)計*

邸士偉，王 碩，張 健，劉 昱，李志強(qiáng)，張海英（中國科學(xué)院微電子研究所，北京 100029）

近年來，眾多國家相繼開放了60 GHz附近5 GHz～7 GHz連續(xù)頻譜資源，能夠?qū)崿F(xiàn)高達(dá)數(shù)Gbit/s的數(shù)據(jù)傳輸速率，是無線通信領(lǐng)域最具潛力的技術(shù)之一。

作為通信系統(tǒng)前端非常關(guān)鍵的模塊，功率放大器的性能影響著整個系統(tǒng)。目前，應(yīng)用于毫米波頻段的功率放大器大多使用成本較高的化合物半導(dǎo)體集成［1］。隨著CMOS工藝的不斷發(fā)展和成熟，特征尺寸不斷縮小，晶體管截止頻率已經(jīng)超過200 GHz，具有實現(xiàn)60 GHz放大器的能力，CMOS工藝相比于其他工藝具有集成度高，大規(guī)模量產(chǎn)價格低等優(yōu)點，引發(fā)了國內(nèi)外學(xué)術(shù)界和產(chǎn)業(yè)界的研究熱潮。

由于工作在60 GHz頻段的CMOS晶體管柵漏寄生電容（Cgd）影響增大，電路最大穩(wěn)定增益降低，穩(wěn)定性變差，應(yīng)用受到了限制。針對該問題，本文設(shè)計了一款兩級差分功率放大器，采用交叉耦合中和電容技術(shù)抵消Cgd的影響，提高了增益；同時，通過優(yōu)化級間匹配網(wǎng)絡(luò)和有源器件尺寸、偏置等參數(shù)，實現(xiàn)了較高的輸出功率、增益、效率的功率放大器。

1 交叉耦合電容中和技術(shù)原理

圖1是傳統(tǒng)功率放大器的電路圖，工作頻率較低時，晶體管柵漏寄生電容（Cgd）對電路影響較小。當(dāng)工作頻率和晶體管特征頻率（fT）可比擬時，Cgd引入的反饋回路使得功率放大器增益降低，反向隔離變差，電路不穩(wěn)定。

為了抵消Cgd的影響，采用交叉耦合電容中和技術(shù)，電路結(jié)構(gòu)如圖2（a）所示，圖2（b）是其小信號等效電路。

圖1 傳統(tǒng)功率放大器

圖2 交叉耦合電容中和技術(shù)電路

其中，Cc為交叉耦合中和電容，Cgs為晶體管柵源寄生電容，rg為柵極電阻，gm為小信號跨導(dǎo)。利用小信號電路得到Y(jié)參數(shù)：

從式（7）、式（8）可以看出，當(dāng)交叉耦合中和電容Cc和晶體管柵漏電容Cgd大小相等時，穩(wěn)定性最好，穩(wěn)定增益最大。因此在電路設(shè)計時，交叉耦合電容Cc的選取應(yīng)等于晶體管柵漏寄生電容Cgd。圖3對比了有中和電容與無中和電容情況下，穩(wěn)定性因子K和最大穩(wěn)定增益（MSG）隨頻率的變化。從圖中可以看出，中和電容的采用使得最大穩(wěn)定增益和穩(wěn)定性顯著提高，在60 GHz時，最大穩(wěn)定增益提高了5.3 dB。

圖3 中和電容對最大穩(wěn)定增益和穩(wěn)定性的影響

2 電路設(shè)計

2.1 原理圖設(shè)計

本文設(shè)計了一款2級差分功率放大器，第1級為驅(qū)動級，主要提供信號增益；第2級為放大級，在保證功率輸出的基礎(chǔ)上盡量提高增益和效率。兩級均采用交叉耦合電容中和技術(shù)提高增益和隔離度；級間能量耦合和阻抗匹配采用變壓器實現(xiàn)，片上巴倫完成輸入端和輸出端單端信號與差分信號的轉(zhuǎn)換。電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 功率放大器原理圖

2.2 有源器件設(shè)計

為了提高功率放大器輸出功率、增益和效率，電路設(shè)計過程中必須合理選擇有源器件的偏置和尺寸。最大振蕩頻率（fmax）是表征工作在毫米波頻段晶體管性能的主要指標(biāo)，根據(jù)文獻(xiàn)［3］，當(dāng)晶體管電流密度為0.2 mA/μm時，fmax最大。因此通過直流仿真得到晶體管偏置電壓為0.85 V。晶體管寬度優(yōu)化需要考綜合兩個方面，晶體管尺寸越大，輸出功率越大；另一方面，寄生效應(yīng)和襯底耦合損耗也越大，需要折中考慮。表1給出了原理圖中各器件的參數(shù)值。

表1 功率放大器原理圖器件參數(shù)信息

2.3 變壓器設(shè)計

多級功率放大器需要匹配網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)兩級之間的阻抗變換，常用圖5（a）所示的電感電容網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)［4］。在毫米波頻段，電感和電容品質(zhì)因子Q通常較低，損耗較大，嚴(yán)重降低了功率放大器的增益和效率。為了減少無源器件電感電容的使用，本設(shè)計采用變壓器結(jié)構(gòu)實現(xiàn)級間匹配，如圖5（b）所示。

圖5 級間匹配網(wǎng)絡(luò)

變壓器的實現(xiàn)有兩種結(jié)構(gòu)形式：前后級線圈使用同一層金屬的平面結(jié)構(gòu)和使用兩層相鄰金屬的疊層結(jié)構(gòu)，分別為圖6（a）和6（b）。

圖6 片上集成變壓器結(jié)構(gòu)

變壓器的設(shè)計參數(shù)主要有線寬w和線圈半徑r。線寬增大，直流電阻降低，損耗減小，但耦合變差。衡量變壓器性能的最重要的參數(shù)是插入損耗，所謂插入損耗是變壓器輸出端功率和輸入端功率之比的分貝數(shù)，在數(shù)值上等于前向傳輸系數(shù)（S21）的絕對值。利用電磁仿真軟件Sonnet對兩種結(jié)構(gòu)不同線寬的變壓器仿真，線寬w=4 μm，6 μm，8 μm，半徑為25 μm的變壓器插入損耗隨頻率的變化關(guān)系如圖7所示。

圖7 變壓器插入損耗與線寬和結(jié)構(gòu)的關(guān)系

由圖可以得出，在毫米波頻段，平面結(jié)構(gòu)的變壓器插入損耗比疊層結(jié)構(gòu)變壓器插入損耗大；在線寬w=4 μm，6 μm，8 μm的疊層結(jié)構(gòu)中，w=8 μm插入損耗最小。因此在電路設(shè)計時，變壓器采用線寬8 μm的頂層金屬銅（TM1和TM2）實現(xiàn)。

線圈半徑r的變化引起變壓器輸入端口和輸出端口阻抗的變化。通過改變半徑r，變壓器可以將功率放大器驅(qū)動級輸出阻抗變換到放大級輸入阻抗的共軛，實現(xiàn)功率最大化傳輸。為了避免頻繁地電磁仿真，節(jié)省設(shè)計時間。在設(shè)計過程中，將Sonnet電磁仿真得到的S參數(shù)文件導(dǎo)入ADS中進(jìn)行建模。在進(jìn)行原理圖仿真時，使用參數(shù)化的變壓器模型［5］代替實際的電磁仿真結(jié)果，通過調(diào)諧模型中的元件數(shù)值，經(jīng)過迭代，實現(xiàn)變壓器線圈半徑的最優(yōu)值。

3 版圖設(shè)計及仿真

功率放大器芯片版圖如圖8所示。在設(shè)計過程中，綜合考慮了以下因素：（1）電路是差分結(jié)構(gòu)，版圖嚴(yán)格保證對稱性［6］，避免失配的發(fā)生；（2）相鄰信號線采用不同的金屬層，減小信號線間的干擾；（3）充分考慮各層金屬電流密度的限制，對電流較大的走線采用加寬金屬線或多層金屬堆疊的措施；（4）器件與變壓器線圈保持一定距離，避免受到變壓器電磁特性的影響。芯片上除放置器件的區(qū)域外均用底層M1和M2金屬鋪地。芯片面積為380 μm×570 μm。

圖8 PA芯片版圖

采用Cadence Spectre對電路進(jìn)行了后仿真。仿真結(jié)果如圖9和圖10所示。飽和輸出功率（Psat）11.2 dBm，在60 GHz處功率增益達(dá)到最大值16.2 dB，功率附加效率（PAE）最大值為17.0%。功耗55.2 mW。表2給出了本設(shè)計與其他文獻(xiàn)的性能對比，可以看出，本文設(shè)計的功率放大器提高了輸出功率，增益和效率。

圖9 PA輸出功率（Pout）和功率增益（Gp）

圖10 PA功率附加效率（PAE）

表2 本文功率放大器性能與文獻(xiàn)對比

4 結(jié)論

本文基于SMIC 55 nm RF CMOS工藝設(shè)計了一種應(yīng)用于60 GHz頻段的差分功率放大器。由于CMOS晶體管柵漏寄生電容（Cgd）影響了功率放大器性能，引入交叉耦合電容中和Cgd。為了減少無源器件對增益和效率的影響，采用變壓器結(jié)構(gòu)同時實現(xiàn)級間阻抗匹配和能量耦合。優(yōu)化版圖設(shè)計減小寄生效應(yīng)，失配和干擾。版圖后仿真結(jié)果表明：60 GHz功率放大器輸出功率為11.3 dBm，功率增益為16.2 dBm，功率附加效率（PAE）為17.0%，功耗為55.2 mW。與其他文獻(xiàn)對比，本設(shè)計實現(xiàn)了輸出功率大，增益和效率高的設(shè)計目標(biāo)。

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邸士偉（1989-），男，漢族，甘肅武威人，中國科學(xué)院微電子研究所碩士研究生，研究方向為毫米波集成電路設(shè)計，dishiwei@ime.ac.cn；

劉 昱（1975-），男，哲學(xué)博士，研究員。主要研究方向為高性能模擬/射頻CMOS集成電路，硅基毫米波集成電路，超低功耗短距離無線通訊系統(tǒng)等，liuyu5@ime.ac.cn。