一種高增益交錯并聯(lián)正反激變換器

李洪珠，楊學鵬

（遼寧工程技術(shù)大學電控學院，葫蘆島125105）

一種高增益交錯并聯(lián)正反激變換器

李洪珠，楊學鵬

（遼寧工程技術(shù)大學電控學院，葫蘆島125105）

傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器升壓增益很小，電壓應力卻很高。因此，提出了一種適用于可再生能源系統(tǒng)（光伏系統(tǒng)）的高電壓增益變換器，利用電壓乘法器模塊（由開關(guān)電容和耦合電感組成）來提高升壓增益的；分析了電路的工作模態(tài)，推導了升壓增益和電壓應力，并計算了傳導損耗和效率；比較系統(tǒng)性能后，根據(jù)不同的性能指標針對該應用領(lǐng)域進行分析；最后通過實驗樣機實驗證明了理論說法的正確性，結(jié)果證明該拓撲結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)高達97.1%的轉(zhuǎn)換效率。

Boost反激變換器；光伏（PV）系統(tǒng)；電壓乘法器模塊；高電壓增益

引言

近年來，由于能源短缺和環(huán)境污染，可再生能源得到了廣泛應用，世界各國都在大力開發(fā)新型可再生清潔能源，因此諸如太陽能光伏、超級電容儲能系統(tǒng)等可再生能源的并網(wǎng)發(fā)電及其相關(guān)應用技術(shù)的研究在全球范圍得到了廣泛關(guān)注。但是光伏電池和超級電容等的輸出電壓很低，需要對其進行升壓后再逆變并網(wǎng)。交錯并聯(lián)Boost變換器在燃料電池和光伏發(fā)電系統(tǒng)中得到了學者們的廣泛關(guān)注，其采用交錯并聯(lián)方式后可以減小輸入、輸出電流紋波，改善變換器的動態(tài)響應，解決了在燃料電池和光伏電池發(fā)電系統(tǒng)中，輸入電流紋波較大引起的電池的使用壽命降低和系統(tǒng)的安全可靠運行的問題，開關(guān)管的電壓應力仍然等于輸出電壓，而且該變換器的升壓功能也沒有得到有效改善。但是，傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器并不適用大功率場合的功率因數(shù)矯正，在重載或者較大電流紋波時，增加了開關(guān)損耗，降低了系統(tǒng)的效率。同時升壓增益受到一定限制。為了有效提高直流變換器的電壓增益，許多學者提出了多種具有高升壓功能的變換器拓撲結(jié)構(gòu)，研究了串聯(lián)級聯(lián)式直流升壓變換器或帶升壓變壓器的變換器，但是前者需要兩級能量變換，其總體效率等同于各級變換器效率之積，因此為了獲得較高的電壓增益，該轉(zhuǎn)換器需要級聯(lián)結(jié)構(gòu)，但卻降低了轉(zhuǎn)換效率，增加了成本。

反激變換器電路簡單，廣泛地應用于中小功率場合，通過調(diào)整反激變壓器的匝比可實現(xiàn)高電壓增益。但在低壓輸入高壓輸出應用場合，變壓器原邊匝數(shù)很少，導致變壓器漏感所占激磁電感的比例明顯增大，漏感不僅導致變換效率降低，同時會引起開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰過高，嚴重時擊穿開關(guān)管，因此采用單獨反激變壓器不易高效率地傳輸能量。

基于上述考慮，本文提出了改進的高增益交錯并聯(lián)正反激變換器，把開關(guān)電容和耦合電感集成到變換器中，制造開關(guān)管的關(guān)斷電壓尖峰，提高電壓增益和轉(zhuǎn)換效率，降低開關(guān)損耗，減小電壓應力。

交錯并聯(lián)正反激變換器可以改善變換器的電壓變比，但該電路結(jié)構(gòu)中開關(guān)管電壓應力仍然較高。交錯并聯(lián)、開關(guān)電容等技術(shù)，實現(xiàn)了高增益、高效率變換，但存在開關(guān)管不共地、驅(qū)動控制電路復雜等問題。由此可以看出，針對光伏、燃料電池等低壓可再生能源發(fā)電系統(tǒng)，研究兼有高電壓增益、低開關(guān)電壓應力、低輸入電流紋波的直流變換器具有重要的理論意義和應用價值。本文采用2個耦合電感，提出一種新型輸入/輸出均為交錯結(jié)構(gòu)的升壓型變換器，并通過實驗驗證理論分析的可行性。

1 工作原理

圖1給出了交錯并聯(lián)升壓電路拓撲結(jié)構(gòu)。圖中電壓乘法器由2個耦合電感和2個開關(guān)電容器組成。將電壓乘法器應用到傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器中，構(gòu)成了一個新型交錯并聯(lián)升壓正反激結(jié)構(gòu)。當開關(guān)閉合時電路為正激變換器，開關(guān)斷開時電路為反激變換器。圖2給出了變比恒定時用耦合電感代替變壓器的變換器等效電路，耦合電感的初級線圈可減小電流紋波，次級線圈可增加電壓增益。其中Lm1、Lm2是磁化電感；Lk1、Lk2是漏電感；Ls是二次側(cè)等效電感；S1、S2是開關(guān)；Cc1、CC2是開關(guān)電容；C1、C2和C3是輸出電容；DC1、DC2是鉗位二極管；Db1、Db2是boost模式下的輸出二極管；Df1、Df2是正反激操作時的輸出二極管；n是變比。在CCM（CCM）模式下，開關(guān)占空比應都高于0.5，并且開關(guān)導通角互差180°。1個周期內(nèi)8個模態(tài)的工作電路如圖3所示，時序電路波形如圖4所示。

圖1 帶電壓乘法器的交錯并聯(lián)升壓電路Fig.1 Interleaved parallel boost circuit with voltage multiplier

圖2 變壓器等效電路Fig.2 Tramsformer equivalent circuit

圖3 變換器工作模態(tài)電路Fig.3 Operating mode of converter

圖4 時序電路波形Fig.4 Waveforms of sequence circuit

模態(tài)1（t0，t1）：在t=t0時，S2仍導通，S1開始閉合，二極管Dc1、Dc2、Db1、Db2和Df1反偏，如圖4（a）所示。由圖可見，漏電感LS通過正反激二極管Df2快速釋放能量傳遞給輸出端，最后LS的電流減少為0。因此，磁化電感Lm將能量傳輸給二次側(cè)的耦合電感。Lk1電流線性增加，Lk2電流線性減小。

模態(tài)2（t1，t2）：在t=t1時，S1和S2閉合，二極管全部反偏，如圖4（b）所示。由于Vin直接給漏電感充電，所以通過Lk1和Lk2的電流都線性增加。

模式3（t2，t3）：在t=t2時，S1閉合，S2關(guān)斷，Dc1、Db1、Df2反偏，如圖4（c）所示。Lm2中的能量轉(zhuǎn)移到二次側(cè)耦合電感中，電流通過系列漏電感LS流向輸向電容C3通過正反激二極管Df1。S2上的電壓被鉗位電容Cc1鉗位，該電壓等效于boost變換器的輸出電壓。輸入電壓源、磁化電感Lm2、漏電感Lk2和鉗位電容Cc2釋放能量到輸出終端，因此VC1是boost變換器輸出電壓的2倍。

模式4（t3，t4）：在t=t3時，iDc2減為0。由于磁化電流的分布式，因此，二極管反向恢復損耗和傳導損耗減少。除了鉗位二極管Dc2，所有電源開關(guān)和二極管處于原有狀態(tài),如圖4（d）所示。

模式5（t4，t5）：在t=t4時，S1仍閉合，S2開始斷開。二極管Dc1、Dc2、Db1、Db2和Df2反向偏置,如圖4（e）所示。漏電感LS通過正反激二極管Df1快速釋放儲存能量到輸出終端，通過漏電感的電流降低為0。因此，磁化電感Lm2仍然傳輸能量到二次側(cè)耦合電感。通過漏電感Lk2的電流線性增加，另一個通過漏電感Lk1的電流線性減少。

模式6（t5，t6）：在t=t5時，功率開關(guān)S1和S2，所有的二極管都是反向偏置,如圖4（f）所示。通過漏電感Lk1和Lk2的電流都是線性增加的，由于通過輸入電壓Vin來充電。

模式7（t6，t7）：在t=t6時，S2仍閉合，S1開始關(guān)斷。二極管Dc2、Db2和Df1反向偏置，如圖4（g）所示。存儲在磁化電感Lm1的能量轉(zhuǎn)移到二次側(cè)耦合電感中，電流通過漏電感、正反激二極管Df2傳輸?shù)捷敵鲭娙軨2。S1上的電壓應力被鉗位電容Cc2鉗位，該電壓等效于boost變換器的輸出電壓。輸入電壓源、磁化電感Lm1、漏電感Lk1和鉗位電容Cc1釋放能量到輸出終端，因此VC1是boost變換器輸出電壓的兩倍。

模式8（t7，t8）：在t=t7時，iDc1減少為0，由于磁化電流分布式，因此，二極管反向恢復損耗和傳導損耗減少。除了鉗位二極管Dc1，電源開關(guān)和二極管仍然導通,如圖4（h）所示。

2 穩(wěn)態(tài)分析

為了簡化變換器在CCM模式下電路性能分析，忽略暫態(tài)特性，假設(shè)如下：①變換器的所有器件都是理想的；②漏電感Lk1、Lk2和LS可忽略；③由于電容無限大，所以電容器電壓是常數(shù)；④由于完全對稱交錯結(jié)構(gòu),相關(guān)的組件定義相應的符號如Dc1和Dc2。

2.1 升壓增益

由于電容CC被鉗位，所以CC上的電壓等于輸出電壓為

當任意一個開關(guān)關(guān)斷時，由式（1）可推出VC1為輸出電壓的2倍，即

當S2閉合S1關(guān)斷時，VC2等于Ns1與Ns2的感應電壓之和；當S1閉合S2關(guān)閉時，VC3也等于Ns1與 Ns2的感應電壓之和。因此VC2、VC3的關(guān)系為

輸出電壓為

由式（4）可推出變換器的電壓增益為

式（5）表明，在不需要較大占空比的情況下，該變換器也能夠?qū)崿F(xiàn)較大的升壓變換增益，增益只與變比和占空比相關(guān)，曲線如圖5所示。由圖可見，當占空比接近0.6，變比為1時，電壓增益達到原來的10倍。當變比變成5時，電壓增益達到原來的30倍。

圖5 增益變化曲線Fig.5 Curves of gain variation

2.2 電壓應力分析

為了簡化器件的電壓應力分析，忽略電容紋波。則開關(guān)的電壓為

式（6）表明，應用小功率、低導通電阻的MOSFET可以減小開關(guān)損耗和成本。即使變比為1時，開關(guān)上的電壓也只是輸出電壓的1/2。這個性質(zhì)決定了此變換器適合大功率場合應用。

二極管D0和Db的電壓為

由式（7）、式（8）可知：二極管D0上的電壓與相等。雖然二極管D0的電壓應力大，但是只占輸出電壓Vo的一半（匝數(shù)比n=1時）。而二極管Db的電壓等于與之差，同時接近S上的電壓應力。電壓增益隨著匝比的增加而增加，二極管上的電壓應力隨著匝比的增加而較低。

二極管Df上的電壓應為VC2與VC3之和，即

盡管Df上的電壓隨著匝比n的增加而增加，但Df上的電壓應力總是低于輸出電壓。

2.3 導通損耗分析

忽略電容器的影響，電路中的傳導損耗是由半導體組件和耦合電感的電阻引起的。圖6給出了耦合電感和半導體元件的傳導損耗等效電路。其中rL1和rL2是耦合線圈的初級繞組的銅線阻抗；rLS代表副邊的銅阻抗。rDS1和rDS2為開關(guān)電阻；VDC1、VDC2、VDb1、VDb2、VDf1和 VDf2為二極管的正偏電壓；rDC1、rDC2、rDb1、rDb2、 rDf1和rDf2二極管的導通電阻。

圖6 帶耦合電感和半導體損耗的等效電路Fig.6 Equivalent circuit with coupled inductors and semiconductor losses

計算導通損耗，通過所有器件的電流近似于通過直流器件的電流。假定磁化電流和電容電壓為常數(shù)，同時電感和電容無限大，通過伏秒特性原理可推出電壓轉(zhuǎn)換比與導通損耗的關(guān)系為

因為二次繞組的匝數(shù)比n和耦合電感銅線阻抗成正比，耦合電感的銅線阻抗rLS=2nrL。則變換器的轉(zhuǎn)換效率為

由式（11）可以知，當輸入電壓總和遠高于所有二極管正偏電壓或者負載阻抗遠大于耦合電感和半導體器件的阻抗，提高效率。此外，占空比和副邊耦合電感的銅線阻抗嚴重影響著變換器的效率。

2.4 電流分布式分析

電流分布式通過降低電流有效值來降低傳導損耗，同時通過降低峰值電流來增加容量。非重載時，二極管Db和Dc實現(xiàn)了零電流關(guān)斷，減少二極管反向恢復損耗。當負載不斷增加時，二極管Dc關(guān)斷之前只有電流iDC降低為0。即便在重載的情況下，仍然能夠減低傳導損耗、增加容量。

2.5 應用領(lǐng)域

該變換器與文獻［4,8］中的高升壓交錯并聯(lián)變換器進行性能比較如表1所示。通過表1可知，文獻［4］中的變換器適合在直流微網(wǎng)中應用；文獻［8］中的變換器適用于高升壓變比、大功率的PV系統(tǒng)。這些變換器都使用了耦合電感和開關(guān)電容來實現(xiàn)升壓，但額外的繞組或核心可能導致電路是昂貴和笨重。本文提出的變換器具有升壓增益高，半導體器件電壓應力低的特點，同時采用電流分布式結(jié)構(gòu)，提高了系統(tǒng)的可靠性、容量和效率。此外，該轉(zhuǎn)換器只用了2個一般的耦合電感，因此降低了成本和設(shè)計難度，因此新型高壓能量變換器在可再生能量系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。

4 實驗設(shè)計

1 kW高升壓變換器的主要元件參數(shù)如下：Vin=40 V；V0=380 V，fs=40 kHz，Lm1=Lm2=133 μH，匝比n=1，S1和S2為IRFP4227型；二極管Dc1和Dc2為BYQ28E-200型；二極管 Db1、Db2、Df1和 Df2為FCF06A-40型；電容器Cc1、Cc2、C2、C3=220 μF；C1= 470 μF。

實驗時考慮了變換器的組件選擇和耦合線圈設(shè)計。由于轉(zhuǎn)換器原邊的漏電感電感值設(shè)計近似于電流的分布式效果，因此漏電感Lk1、Lk2選為1.6 μH。通過高升壓增益性質(zhì)可知，匝比n可以通過40 V原邊輸入電壓和380 V輸出電壓來設(shè)置，這不僅減少了成本、體積和繞組的傳導損耗，同時也減少了傳輸效率。

圖7給出了滿載（1 kW）時的主要波形。圖7（a）表明 VDS1、VDS2被鉗位在 50 V，同時給出了 VGS1和VGS2的電壓波形；圖7（b）給出了鉗位二極管電壓和電流，電壓應力VDC1、VDC2高出VDS1、VDS2數(shù)倍，電流iDC1和在二極管關(guān)斷之前降低為0，這減少了二極管的反向恢復損耗；圖7（c）給出了Db1、Db2的電壓和電流波形，VDb1和VDb2等于開關(guān)的電壓，VDf1、VDf2與VDC1、VDC2相等。

負載與效率關(guān)系曲線如圖8所示。由圖8可見，該變換器最大傳輸效率高達97.1%。（P=400 W），滿載時效率高達96.4%。

圖7 實驗波形Fig.7 Experimental waveforms

圖8 負載與效率關(guān)系曲線Fig.8 Relationship curve of load and efficiency

5 結(jié)語

本文提出了一種新型高能量變換器，該拓撲結(jié)構(gòu)不僅可以減小電壓應力，還可以限制電流紋波，降低開關(guān)管損耗，延長電源使用壽命。同時由于無損耗被動鉗位的性質(zhì)，漏能量回收到輸出終端，所以主開關(guān)上的較大電壓紋波被減弱，進而提高了能量轉(zhuǎn)換效率。最后，通過設(shè)計的輸入電壓40 V、輸出電壓380 V、額定功率為1 000 W的樣機進行驗證，結(jié)果表明轉(zhuǎn)換效率高達97.1%。因此，新型高壓能量變換器在可再生能量系統(tǒng)中具有良好的發(fā)展前景。

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A High Step-up Gain Interleaved Forward-flyback Converter

LI Hongzhu,YANG Xuepeng
（Faculty of Electrical and Control Engineering,Liaoning Technical University,Huludao 125105,China）

A novel high step-up converter has a low step-up gain but the current stress of it is very high.A conventional interleaved boost converter obtains high step-up gain is proposed.It is through a voltage multiplier module composed of switched capacitors and coupled inductors to achieve a high step-up gain.The configuration of the proposed converter not only reduces the current stress but also constrains the input current ripple,which decreases the conduction losses and lengthens the lifetime of the input source.Hence,large voltage spikes across the main switches are alleviated, and the efficiency is improved.After comparing the performance of the system,according to the different performance for the application domain is analyzed.The efficiency rank to 97.1%.Finally,the prototype circuit is operated to verify its performance.

boost flyback converter;photovoltaic system;voltage multiplier module high;step-up gain

李洪珠

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.6.131

：TP614

：A

李洪珠（1974-），男，博士，副教授，研究方向：電力電子及磁集成理論和電氣安全，E-mail:xuepengy123456789@126. com。

2015-09-06

國家自然科學基金項目（51177067，50607007）

Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51177067,50607007）

楊學鵬（1988-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：電力電子與電力傳動，E-mail:xuepengy123456789@126.com。