水聲計量測試系統(tǒng)中電壓測量的干擾及抑制技術(shù)

陸渭林

（第七一五研究所，杭州，310023）

水聲計量測試系統(tǒng)中電壓測量的干擾及抑制技術(shù)

陸渭林

（第七一五研究所，杭州，310023）

開路電壓的精確測量是水聲換能器測量過程中的關(guān)鍵點，直接關(guān)系到水聲計量測試系統(tǒng)的測量準確度。文章闡述了電壓測量中的干擾及其抑制技術(shù)，采用該干擾抑制技術(shù)，可有效提升水聲計量測試的電壓測量信噪比，從而迅速減小水聲計量的測量不確定度。

水聲計量測試系統(tǒng)；電壓測量；串模干擾；共模干擾；抑制技術(shù)

電子技術(shù)中常用的各種參量，如增益、衰減、功率、駐波比、失真度、噪聲系數(shù)和頻譜等直接或間接地與電壓量有關(guān)。在十大計量領(lǐng)域中，即使是非電物理量的測量也通常需要借助對電壓的測量來實現(xiàn)。因此，在科學(xué)實驗、生產(chǎn)實踐，或是日常生活中，電壓是一個涉及面廣、影響大的參量，提高電壓測量的準確度對整個計量測試系統(tǒng)有著舉足輕重的作用。被測電壓的幅值、頻率以及波形千變?nèi)f化，所以選用電壓測量儀器時要考慮的因素有：電壓測量范圍、頻率響應(yīng)范圍、輸入阻抗、分辨率、測量準確度、抗干擾能力。

通常電壓測量有模擬和數(shù)字測量兩種方法，相應(yīng)的儀器可統(tǒng)稱為模擬電壓表和數(shù)字電壓表。雖然數(shù)字電壓表越來越普及，但就目前的技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀來說，尤其是超高頻率信號的測量，數(shù)字電壓表還不能完全取代模擬電壓表。模擬電壓表的測量準確度達10-2量級，數(shù)字電壓表的測量準確度達10-5～10-7量級，最高達10-8。為了提高計量測試系統(tǒng)電壓測量準確度，尤其在被測信號為小信號、微弱信號，或者被測信號的信噪比不夠高時，還必須有效抑制并減小各種干擾。

1 電壓測量中的干擾

通常，電壓測量中有以下兩類干擾。

1）隨機性干擾：在電壓測量的過程中這種干擾信號是不確定的。例如DVM內(nèi)部電子的熱噪聲、器件的散彈噪聲（Shot Noise）以及測量現(xiàn)場的電磁干擾等。

2）確定性干擾：通常分為串模（Series Model，SM）干擾和共模（Common Model，CM）干擾兩種，見圖1。在圖1（a）中，干擾電壓Vn與被測電壓Vx串聯(lián)地加到DVM兩個測量輸入端H和L（即測量電位的高端和低端）之間，故稱串模干擾，以Vsm表示。串模干擾一般來自被測信號本身，例如與信號線平行鋪設(shè)的電源線、大電流控制線所產(chǎn)生的空間電磁場、信號源本身固有的漂移和噪聲、穩(wěn)壓電源中的紋波電壓、電源變壓器屏蔽不良、測量接線上感應(yīng)的工頻或高頻電壓等均會引入串模干擾。

圖1 數(shù)字多用表的組成

在計量測試系統(tǒng)中，連接傳感器的信號線會長達一二百米，此時干擾源通過電磁感應(yīng)和靜電耦合作用，再加上如此之長的信號線，其感應(yīng)電壓數(shù)值是相當(dāng)可觀的。當(dāng)系統(tǒng)的電源線與信號線平行敷設(shè)時，信號線上的電磁感應(yīng)電壓和靜電感應(yīng)電壓都可達到mV級，此時，來自傳感器的有效信號電壓的動態(tài)范圍也只有幾十mV，甚至更小。另外，對計量測試系統(tǒng)而言，由于采樣時間短，電源的工頻感應(yīng)電壓也會漸變?yōu)楦蓴_電壓。這種干擾信號與有效直流信號一起被采樣和放大，造成有效信號失真。

串模干擾的頻率范圍從直流、低頻直至超高頻；其波形有周期性的正弦或非正弦波，也有非周期性的脈沖和隨機干擾。

在圖1（b）中，干擾電壓（即圖中的Vcm）同時作用于DVM的H和L端，即DVM的H和L端受到干擾信號的同等影響（包括幅度和相位），故稱為共模干擾Vcm。產(chǎn)生共模干擾的原因往往是因為測量系統(tǒng)的接地問題[1]，由于被測電壓與DVM相距較遠，因此兩者的地電位（即它們的參考電位）不一樣，有時共模電壓Vcm高達幾伏甚至幾百伏。此外，被測信號本身也可能含有共模電壓分量。共模干擾是在信號線與地之間傳輸，屬于非對稱性干擾。

2 串模干擾的抑制方法

常見抑制串模干擾的方法有兩種：輸入濾波法和積分平均法[2]。輸入濾波法是利用低通濾波器濾除被測電壓中的高頻干擾分量，但這要影響DVM對被測信號的響應(yīng)速度，降低讀數(shù)速率，因此，在DVM中主要采用積分法來消除串模干擾。

2.1 積分式數(shù)字電壓表對串模干擾的平均作用

假設(shè)被測電壓Vx上疊加了一個平均值為零的正弦波干擾電壓Vn（即使是非正弦波電壓也可以分解為各種頻率的正弦波分量），即

式中：Vn為干擾電壓的幅值；ωn是干擾電壓的角頻率；φ為干擾電壓的初相角，它以T1期（采樣期）開始積分的時刻為參考。因此，雙斜式DVM的輸入電壓Vi為

它在T1期內(nèi)的平均值為

經(jīng)演算得

式中，Tn為干擾信號的周期，Tn=2π/ωn。

以式（3）為依據(jù)討論對串模干擾的抑制問題。串模干擾引起的誤差電壓既與T1和Tn有關(guān)，也與初相角φ有關(guān)。欲使，該式中必有一個因子為零，可分以下兩種情況。

若能滿足式（4）或式（5）條件，則串模干擾就能全部被抑制掉，這證明了積分對串模干擾的平均作用。而實際的實驗情況會有所差異，現(xiàn)對以上兩式作進一步討論。

鑒于干擾信號的初相角是隨機的，因此式（3）中最后一項因子的取值在?1和+1之間，現(xiàn)考慮最不利情況為+1，則式（3）可能表示為

現(xiàn)以串模抑制比（Series Model Reject Rate，簡寫為SMRR）定量表示DVM對串模干擾的抑制能力，它定義為

式中：Vn為串模干擾電壓的幅度值；是干擾電壓引起的最大測量誤差；SMRR的單位為dB。將式（6）代入式（7）得

針對積分式DVM，根據(jù)式（8）并以T1為變量，可以得到如下幾點結(jié)論：

（1）當(dāng)T1/Tn為整數(shù)，即雙斜式A/D的采樣期T1為干擾信號周期Tn的整數(shù)倍時，SMRR=∝，此時稱為理想抑制條件。

（2）當(dāng)采樣期T1一定時，干擾信號頻率fn越高（即Tn越小），雙斜式A/D對串模干擾的抑制能力越強；同理，當(dāng)Tn一定時，采樣期T1一定時，采樣期T1越大，對串模干擾抑制能力也越強。

（3）當(dāng)干擾信號的周期偏離理想抑制點，使T1/Tn不等于整數(shù)時，SMRR便急劇下降。如果干擾周期偏離理想抑制點不遠，例如工頻周期偏離理想點（20 ms）為1%，則代入式（8），可得SMRR≈40 dB，即減小了100倍。

由上式可見，當(dāng)T1和Tn為定值時，干擾信號的也一定，因此將是一個隨干擾信號初相角φ變化的正弦函數(shù)。如果合理選擇φ，使其正弦函數(shù)值為零，那么串模干擾的影響也將被完全抑制。由式（9）可知，使的最佳初相角為

3 共模干擾的抑制方法

3.1 共模抑制比的定義[3]

通常DVM和被測信號源相距較遠，需要較長的接線。這樣不僅因為長線會引入串模干擾，而且還會因為接地不良引入共模干擾，如圖2所示。圖中Vcm為共模的等效干擾電壓；rcm為接地電阻；r1、r2為測量線內(nèi)阻；rs為信號源內(nèi)阻；Z1為DVM的輸入阻抗?，F(xiàn)在討論由于共模干擾電壓Vcm的影響，在DVM的輸入端H和L之間產(chǎn)生的等效干擾電壓Vcm[參照圖1(b)]。在圖2中因為Z1＞＞r1、Z1＞＞r2、Z1＞＞rs、Z1＞＞rcm，故得

又因為rcm＜＜r2，式（10）可以表示為

共模抑制比CMRR（Common Model Reject Rate）為

式中：Vcm為電壓測量系統(tǒng)中DVM受到的共模干擾電壓；Vcn是共模干擾電壓在DVM的H、L端引入的等效干擾電壓（相當(dāng)于串模干擾電壓）。CMRR單位為dB。

圖2 測量系統(tǒng)中的共模干擾等效

將式（10）代入式（11），得

因為rcm＜＜r2，故CMRR≈20lg1，即

對上述分析小結(jié)如下：從式（10）可見，DVM的共模干擾可以轉(zhuǎn)換為串模干擾電壓，串模干擾電壓和被測電壓串聯(lián)后加到DVM的輸入端，所以對于測量誤差來說最終仍是由串模干擾引起；圖2的測量系統(tǒng)不能抑制共模干擾（因為CMRR=0 dB），故需要采取改進措施。

3.2 提高共模抑制比的措施

為了在電壓測量中提高抗共模干擾能力，減小測量誤差，必須對圖2所示測量系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)進行改進。通常有這樣一些方法：①浮置DVM的低端；②采用雙端對稱差分輸入電路；③浮置雙端對稱輸入電路；④采用雙重屏蔽和浮置。本文重點介紹第①和第④種措施。

3.2.1 浮置DVM的低端

在圖2的電路中，共模干擾的影響主要由I2造成的，因此要設(shè)法削弱I2的影響。有效方法是浮置低端，即將DVM的L端與儀器的機殼相隔離（在DVM中L端的電位是其模擬電路的參考電位），如圖3所示。圖中的L端與機殼之間有一個很大的阻抗Z2表示它們之間是相隔離的，這里在DVM輸入端的等效干擾電壓為（考慮到Z1＞＞r2）

因為Z1＞＞r1、Z1＞＞rs，所以

又因為Z2＞＞r2、Z2＞＞rcm，所以，因此，圖3電路的共模抑制比為。把Vcn的表示式代入上式得

對比式（15）和式（12）可以看出：由于浮置DVM的L端，并且Z2/r2＞＞1，所以CMRR不再為零。由此可見，浮置DVM的L端可以提高電壓測量的抗共模干擾能力；并且L端與機殼之間隔離得越好，Z2值就越大，共模抑制比也就越高。

圖3 浮置DVM低端的電壓測量系統(tǒng)

3.2.2 DVM采用雙重屏蔽和浮置[2]

目前高精度DVM都采用這種技術(shù)，如圖4所示，用機殼作為外屏蔽，在機殼內(nèi)設(shè)置一個內(nèi)屏蔽盒，將DVM的模擬電路屏蔽起來，在DVM模擬電路被浮置的L端與內(nèi)層屏蔽之間、內(nèi)外層屏蔽之間都是高度絕緣的，絕緣阻抗Z2、Z3都很大。由圖4可見，共模干擾電壓Vcm經(jīng)Z3、rcm和r3分壓，并認為rcm很小可以忽略不計，因此r3上的壓降V’cm為

V’cm再經(jīng)Z2和r2分壓，又因為Z2＞＞r2；Z3＞＞r3，故在r2上的壓降為，因此得共模抑制比為

上式表明，要提高CMRR就要加大Z2、Z3，即將內(nèi)部電路浮置起來，內(nèi)屏蔽層也要浮置起來，例如，當(dāng)Z2=Z3=106?，r2=r3=1 k?，由式（16）得CMRR=120 dB，達到了較高的共模抑制水平。在圖4中一共有三條線和DVM相連接，基于上述原因，通常采用具有屏蔽的雙芯線，這主要是因為屏蔽層就相當(dāng)于具有內(nèi)阻r3的接線，而雙芯線具有的內(nèi)阻則分別為r1和r2。由于屏蔽能使CMRR有很大提高，因此在實際測量中使用的信號線應(yīng)盡量采用優(yōu)質(zhì)屏蔽線并按要求正確連接。

圖4 雙重屏蔽與浮置的電路原理圖

4 結(jié)束語

通常情況下水聽器的開路電壓相對比較微弱，為此我們首先需要利用前置放大器實現(xiàn)與水聽器輸出端阻抗的匹配和部分信號放大，其次利用測量放大器實現(xiàn)水聽器的電壓信號放大，再利用濾波器濾去噪聲和其它頻率的無用信號，以此來提高水聲計量測試系統(tǒng)被測信號的信噪比?？茖W(xué)分析并有效識別計量測試系統(tǒng)電壓測量中可能存在的各種干擾，深入研究并有效抑制或消除各種干擾，提高計量測試系統(tǒng)電壓測量的準確度[4]，對提升計量測試系統(tǒng)的整體性能是極為重要。

[1]高攸綱.屏蔽與接地[M].北京:北京郵電大學(xué)出版社,2004.

[2]陳尚松.電子測量與儀器[M].北京:電子工業(yè)出版社,2005.

[3]宋悅孝.電子測量與儀器[M].北京:電子工業(yè)出版社,2003.

[4]葉培德.JJF1001-2011通用計量術(shù)語及定義[M].北京:國家質(zhì)量監(jiān)督檢驗檢疫總局,2011.