一種新型正-反激變換器的研究

何 林，曾怡達(dá)，朱仁偉，馬智文

（1.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，成都610031；2.西南交通大學(xué)電氣工程系，峨眉山614202）

一種新型正-反激變換器的研究

何 林1，曾怡達(dá)2，朱仁偉1，馬智文1

（1.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，成都610031；2.西南交通大學(xué)電氣工程系，峨眉山614202）

在傳統(tǒng)對稱式電阻、電容、二極管RCD（resistance capacitance diode）箝位正激變換器基礎(chǔ)上，通過引入中間電容和用開關(guān)管代替副邊的一個二極管，提出了一種具有正反激功能的新型變換器。該變換器在繼承傳統(tǒng)對稱式RCD箝位正-反激變換器的高效率、占空比可大于0.5和低開關(guān)管電壓應(yīng)力優(yōu)點(diǎn)的同時，進(jìn)一步拓寬輸入電壓變化范圍和提高輸出電壓增益。首先分析了變換器工作于激磁電流連續(xù)導(dǎo)電模式MCCM（magnetizing current continuous mode）的工作過程，詳細(xì)分析了 MCCM和激磁電流斷續(xù)導(dǎo)電模式 MDCM（magnetizing current discontinuous mode）2種模式下的寬范圍和增益特性以及原/副邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓轉(zhuǎn)換ZVS（zero voltage switch）的條件；然后確立了在一定漏電感功率下箝位電阻值與箝位電容電壓之間的函數(shù)關(guān)系曲線，并以此作為選取箝位電阻參考。最后，通過一臺實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

正反激變換器；寬輸入；對稱式電阻、電容、二極管RCD箝位

引言

正-反激變換器是一種同時工作在正激和反激兩種模式下的高效率、高功率密度的變換器，隨著市場對變換器功率密度和效率的要求不斷提高，正-反激變換電路得到了廣泛的研究與運(yùn)用［1-3］。

雙管正激變換器克服了單管正激變換器中開關(guān)電壓應(yīng)力高的缺點(diǎn)，而且不需要采用特殊的復(fù)位電路就可以保證變壓器的可靠磁復(fù)位。與全橋變換器或半橋變換器相比，它不存在橋臂直通的問題，可靠性高。雙管正激變換器經(jīng)過二極管交錯箝位作為變壓器的復(fù)位電壓，但其可工作占空比D在0%～50%之間，寬范圍適應(yīng)性差。文獻(xiàn)［4］提出一種RCD箝位的雙管正激變換器，解決了工作占空比范圍限制的問題，但其輸出輸入電壓比（VO/Vin）是關(guān)于占空比D的一次函數(shù)關(guān)系，因此也不適合于較寬輸入電壓范圍場合；而且隨著工作占空比的增大，其勵磁電感電流能量的很大一部分將會消耗在箝位電路電阻上，對效率影響較大。傳統(tǒng)的Flyback變換器可工作占空比范圍為0%～100%，輸出輸入電壓比（Vo/ Vin）是關(guān)于D/（1-D）的函數(shù)關(guān)系，具有高增益特性，適合于寬輸入電壓范圍［5］。但由于變壓器勵磁能量儲存的限制，同時輸出電壓紋波較大，不適合應(yīng)用在功率較大和輸出電壓質(zhì)量要求較高的場合。

本文提出了一種對稱式電阻電容二極管RCD（resistance capacitance diode）箝位的正-反激變換器。通過分析激磁電流連續(xù)模式MCCM（magnetizing current continuous mode）模式下的工作模態(tài)以及與激磁電流斷續(xù)模式MDCM（magnetizing current discontinuous mode）兩種模式下的寬范圍特性與增益表達(dá)式，比較了兩種工作模式下的性能特性以及原/副邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓轉(zhuǎn)換ZVS（zero voltage switch）的條件，同時利用功率平衡表達(dá)式推導(dǎo)了在一定漏電感功率下不同箝位電阻值與箝位電容電壓關(guān)系式，并繪制其函數(shù)曲線作為設(shè)計(jì)箝位電阻參考準(zhǔn)則。最后通過搭建1臺輸入電壓100～340 V、輸出電壓/電流48 V/3 A的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 工作原理

圖1為對稱式RCD箝位的正反激變換器主電路結(jié)構(gòu)。為了簡化分析，作如下假設(shè)：（1）Llkp、Llks分別為變壓器原副邊等效漏電感，Lm為變壓器激磁電感，其等效電路如圖2所示；（2）除去主開關(guān)管Q1、Q2、Q3的寄生輸出結(jié)電容Coss1、Coss2、Coss3外，所有半導(dǎo)體器件均為理想器件；（3）輸出濾波電容Co與儲能電容C1由于足夠大，可以視為恒壓源；（4）開關(guān)管Q1、Q2、Q3同時導(dǎo)通同時關(guān)斷，沒有時間差。對一個開關(guān)周期T內(nèi)變換器工作在MCCM和濾波電感電流連續(xù)模式LCCM（filter inductance current continuous mode）下的工作模態(tài)分時段進(jìn)行分析。連續(xù)模式下各階段的等效拓?fù)淙鐖D3所示。

圖1 對稱式RCD箝位正-反激變換器Fig.1 Forward-flyback converter with symmetrical RCD absorption

圖2 對稱式RCD箝位正-反激等效電路Figure.2 Equivalent circuit of forward-flyback with symmetrical RCD absorption

階段 1［t0，t1］：t0時刻，開關(guān)管 Q1、Q2、Q3均導(dǎo)通，激磁電流im線性上升，變壓器副邊與電容電壓疊加，變換器工作在等效正激方式，副邊二極管D0關(guān)斷，則該階段激磁電流變化量Δim可以表示為

階段2［t1，t2］：t1時刻，開關(guān)管Q1、Q2、Q3同時關(guān)斷，原邊漏電感Llkp與寄生電容Coss1、Coss2諧振作用，副邊漏電感Llks與Coss3諧振作用，由于副邊漏電感電流峰值與濾波電感L1相同，故副邊二極管D0維持關(guān)斷狀態(tài)。

階段3［t2，t3］：t2時刻，開關(guān)管Q1與Q2上電壓之和等于Vin、VC2、VC3之和，漏電感電流ilkp開始通過二極管D1、D2向Vin、VC2、VC3流動，伴隨著VC2與VC3的輕微上升，開關(guān)管Q1與Q2上電壓也跟隨上升。由于副邊漏電感電流下降速度比濾波電感快，因而副邊二極管D0導(dǎo)通。

階段4［t3，t4］：t3時刻，變壓器原副邊漏感放電完畢，副邊電流is反向，激磁電流通過變壓器副邊與VC1、D0、Q3流通，工作在Flyback狀態(tài)。同時濾波電感繼續(xù)通過D0續(xù)流。由于開關(guān)管Q3上電壓與is非關(guān)聯(lián)，is通過電容C4與Coss3流通使其電壓下降。

階段5［t4，t5］：t4時刻，電容Coss3上電壓已經(jīng)下降為0，電流is將通過開關(guān)管Q3的體二極管流通構(gòu)成Flyback狀態(tài)，t5時刻整個開關(guān)周期結(jié)束。

圖3 連續(xù)模式下各階段等效拓?fù)銯ig.3 Equivalent topological of stages in MCCM mode

2 變換器特性分析與設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)變換器輸出輸入電壓比（Vo/Vin）關(guān)于占空比D的函數(shù)表達(dá)式通常有4種情況：D，1/（l-D），D/（1-D），D（1-D）。這4種表達(dá)式在寬范圍輸入場合適用性為D/（1-D）＞1/（1-D）＞D＞D（1-D）。

（1）勵磁電流連續(xù)狀態(tài)

由圖3階段5關(guān)于變換器工作于Flyback模式的工作原理分析可知，變換器工作在MCCM模式時中間級電容C1上電壓與傳統(tǒng)Flyback具有相同的電壓表達(dá)式［6］，即

式中：n為變壓器原邊與副邊的匝數(shù)比。

根據(jù)變換器工作在MCCM模式與LCCM模式的特點(diǎn)，結(jié)合伏秒平衡關(guān)系得出輸出電壓為

式中，Vs為開關(guān)管導(dǎo)通時變壓器的二次側(cè)電壓。變換器輸出/輸入表達(dá)式中含有D/（1-D）項(xiàng)，與傳統(tǒng)Flyback變換器工作在MCCM模式時具有相同的輸出電壓表達(dá)式，因而具有很好的寬范圍特性，調(diào)節(jié)變壓器原邊與副邊匝數(shù)比n即可提高輸出電壓增益。但是由于變換器二次側(cè)等效BUCK電路作用，比傳統(tǒng)Flyback變換器輸出電壓紋波更有優(yōu)勢。MCCM模式下主要電壓電流波形如圖4所示。

圖4 MCCM模式下主要電壓電流波形Fig.4 Key current and voltage waveforms in MCCM mode

由圖4中is和波形可知，在開關(guān)管關(guān)斷期間，開關(guān)管Q3上電容C4在副邊漏電感作用正向充電，漏電感放電結(jié)束，變換器工作在Flyback模式，電流is通過體二極管流通，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管Q3零電壓轉(zhuǎn)換。由于副邊漏電感作用，使得Coss3上電壓持續(xù)上升，直到漏電感能量釋放完畢，盡量減小變壓器二次側(cè)漏電感可以有效控制開關(guān)管Q3上的漏電感造成的電壓尖峰。在變換器工作于Flyback模式時，如圖3的階段4所示，開關(guān)管Q3由于反向電流is的作用，電壓將會變?yōu)?，實(shí)現(xiàn)零電壓轉(zhuǎn)換（ZVS）。但如圖4所示，由于激磁電流處于連續(xù)狀態(tài)，沒有能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管電壓減小的回路，原邊開關(guān)管在MCCM模式下不能實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管零電壓轉(zhuǎn)換（ZVS）。

當(dāng)變換器穩(wěn)定工作于D≤0.5時，由于此時變換器工作于MCCM模式，根據(jù)式（2）可得原邊RCD箝位回路的箝位電壓始終大于變壓器匝數(shù)比n倍于，不需要額外的勵磁電感能量去保證形成Flyback模式所需的原邊箝位電壓，原邊僅有漏電感能量完全傳遞至交錯RCD吸收回路，此時漏電感吸收功率可以表示為三部分功率的疊加，即

小部分能量消耗在電阻R1與R2上，由于對稱式RCD箝位電路的作用，，所以有電容C2與C3以及輸入電源Vin上吸收的功率之比為

根據(jù)功率平衡關(guān)系可知：箝位電容吸收功率完全消耗在箝位電阻上，因而箝位電阻吸收功率可以表示為

根據(jù)式（4）、式（6），可以得出箝位電容電壓VC與輸入電壓Vin、箝位電阻R、漏電感吸收功率Plkp之間的關(guān)系為

當(dāng)電路穩(wěn)定工作于D＞0.5時，根據(jù)式（7）得出箝位電容電壓受箝位電阻R以及漏電感吸收功率Plkp影響，此時原邊交錯RCD箝位回路電壓必須大于Flyback模式形成的反射電壓，以保證電路正常工作。則原邊箝位電壓必須滿足

因而交錯RCD箝位電路電阻R1與R2的選取十分關(guān)鍵。若取值過小，在電路工作于D＞0.5時，為滿足式（8）的箝位工作條件，部分勵磁電感能量將進(jìn)入對稱式RCD箝位回路，造成更大的能量損耗，影響變換器整體工作效率，甚至出現(xiàn)磁回復(fù)不足造成變壓器飽和；若取值過大，根據(jù)式（7）及圖4，則吸收電容C2與C3上電壓將會很高，造成開關(guān)管電壓應(yīng)力增大。

當(dāng)漏電感功率Plkp固定為10 W時，不同的箝位電阻下輸入電壓與箝位電容電壓之間的關(guān)系曲線如圖5所示。在同一輸入電壓情況下，箝位電阻越大，箝位電容上的電壓也越大，相應(yīng)的損耗也越高。但如果箝位電阻過小，相應(yīng)的箝位電容電壓也越小，無法滿足式（8）的條件要求。因此，可以根據(jù)曲線選取合理的箝位電阻值，以滿足變換器各方面的性能要求。

圖5 輸入電壓與吸收電容電壓的關(guān)系Fig.5 Relationship of Input voltage and absorption capacitance voltage

（2）勵磁電流斷續(xù)狀態(tài)

變換器工作在MDCM模式時，中間級電容C1的電壓與Flyback變換器工作在勵磁電流斷續(xù)模式相同，則其電壓與輸入電壓的關(guān)系［6］為

式中，0＜k≤1，其取值與勵磁電流的不連續(xù)程度有關(guān)。在同一占空比D情況下，勵磁電流斷續(xù)模式相比于連續(xù)模式下有更高的電壓增益，更加適宜寬范圍輸入情況。

由圖6開關(guān)管兩端電壓波形可見，當(dāng)變換器工作于MDCM模式時，原邊開關(guān)管等效結(jié)電容與勵磁電感諧振使開關(guān)管兩端電壓降低至0。實(shí)際應(yīng)用中，若控制變換器的時間滿足勵磁電感電流過0時t≤t4-t2，就能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關(guān)管零電壓轉(zhuǎn)換ZVS。

圖6 MDCM模式下主要電壓電流波形Fig.6 Key current and voltage waveforms in MDCM mode

副邊開關(guān)管Q3在工作于MDCM模式時，由于存在勵磁電感為0的時期，這一時期副邊等效勵磁電感Lms、Coss3、中間級電容C1將會發(fā)生諧振，開關(guān)管Q3上電壓將發(fā)生震蕩，由于線路阻抗的作用，最終電壓值衰減到與相等，因而在MDCM模式下不能實(shí)現(xiàn)副邊開關(guān)管零電壓轉(zhuǎn)換ZVS。

圖7 主電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.7 Main circuit experiment prototype

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文設(shè)計(jì)了1臺規(guī)格為輸入電壓100～340 V、輸出電壓48 V、輸出電流3 A的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖7所示，驗(yàn)證對稱式RCD吸收雙管正-反激變換器的工作原理。本設(shè)計(jì)包括了MDCM和MCCM兩種模式，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：主開關(guān)管Q1，Q2，Q3：IRFP460；副邊整流二極管D0：RHRG30120；原邊吸收電路二極管D1、D2：RS2M；吸收電阻R1，R2：500 Ω；吸收電容C2、C3：1 000 V/1 μF；中間電容C1：250 V/220 μF；輸出濾波電容CO：250 V/470 μF；變壓器匝比n＝70∶30；Lm＝1 mH；濾波電感L1=1.2 mH。

圖8 輸入100 V滿載和ip的波形Fig.8 Experimental waveforms ofand ipwith 100 V input and full load

圖9為輸入100 V滿載時變壓器副邊電流is與開關(guān)管Q3兩端電壓的波形。由于副邊漏電感作用，在開關(guān)管關(guān)斷瞬間上升至160 V，很快下降至0直到開關(guān)管Q3導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖9 輸入100 V且滿載時和is的波形Fig.9 Experimental waveforms ofand iswith 100 V input and full load

圖10為輸入340 V滿載時變壓器副邊電流is與開關(guān)管Q3兩端電壓波形，由于副邊漏電感作用，在開關(guān)管關(guān)斷瞬間上升到100 V，很快在副邊電流作用下下降至0，在激磁電流下降為零后，開關(guān)管Q3兩端電壓出現(xiàn)震蕩，但最終將穩(wěn)定于等大的電壓值140 V。

RCD交錯箝位電容C3上電壓和原邊繞組電流ip波形如圖11所示，由圖可以看出，在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，上電壓先升至70 V，然后由于電阻消耗導(dǎo)致下降到32 V。

圖10 輸入電壓340 V時和is的波形Fig.10 Experimental waveforms ofand iswith 340 V input voltage

圖11 輸入電壓100 V時和ip波形Fig.11 Experimental waveforms ofand ipwith 100 V input voltage

圖12是不同輸入電壓下變換器在滿載和半載時的效率曲線。在輸入電壓Vin＝300 V時變換器滿載達(dá)到最高的94%，這是因?yàn)樵诖穗妷簳rRCD吸收電路損耗率達(dá)到最低。同時在半載時最高效率出現(xiàn)在輸入電壓180 V時，達(dá)到92%，隨著電壓升高漏電感吸收功率占總輸入功率比例增加以滿足反激工作模式正常進(jìn)行，造成RCD吸收電路損耗率增加，從而出現(xiàn)效率降低的情況。

4 結(jié)語

本文提出了一種具有正反激功能的新型變換器。該變換器采用基于雙管結(jié)構(gòu)的對稱式RCD箝位電路吸收漏電感能量，將大部分漏電感能量回饋至輸入端，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率并且占空比可大于0.5和低開關(guān)管電壓應(yīng)力。分析了在一定漏電感功率下箝位電路電阻大小與箝位電容電壓之間的函數(shù)關(guān)系曲線，理論分析與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：變換器在工作于MCCM模式與MDCM模式都具有良好的寬輸入電壓范圍以及高增益的能力，變換器工作于MDCM模式下滿足一定條件能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關(guān)管ZVS，且變換器工作于MCCM模式時還能直接實(shí)現(xiàn)副邊開關(guān)管ZVS，變換器工作于滿載時效率最高達(dá)到94%。因此該變換器適用于高增益、寬輸入電壓范圍、效率要求較高的場合。

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Study on A Novel Forward-flyback Converter

HE Lin1，ZENG Yida2，ZHU Renwei1，MA Zhiwen1
（1.School of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China；2.Department of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Emeishan 614202，China）

On the basis of the forward converter with symmetric resistance capacitance diode（RCD）clamp，a kind of converter with forward-flyback function is proposed by introducing intermediate capacitance and a switch tube to replace the secondary diode.Not only it possesses the merits oftraditional forward-flyback converter with high efficiency，working duty ratio bigger than 0.5 and low switch voltage stress，but also it further broadens the input voltage range and improve the gain of output voltage.Firstly,his paper analyses the working process of magnetizing current continuous mode（MCCM），and analyses the characteristic of wide input range and voltage gain in MCCM and magnetizing current continuous mode（MDCM），the realization condition of zero voltage switch（ZVS）on the primary and secondary switching tube.Then,the paper establishes the function relation curve between the clamping capacitance voltage and clamp resistance under a certain leakage inductance power which acting as reference to choose clamp resistance.Finally，an experimental prototype is manufactured to verify the working theory in the laboratory.

forward-flyback converter；wide input range；symmetric RCD（resistance capacitance diode）clamp

何林

何林（1990-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：電力電子拓?fù)浜涂刂蒲芯?，E-mail：hsqwenster@126.com；

曾怡達(dá)（1973-），男，博士，副教授，研究方向：功率開關(guān)變換器、軟開關(guān)技術(shù)和電力系統(tǒng)信號分析，E-mail：yidaz@126.com；

朱仁偉（1991-），男，碩士研究生，研究方向：電力電子拓?fù)浜涂刂蒲芯浚珽-mail：zhurenweiyeah@163.com；

馬智文（1992-），女，碩士研究生，研究方向：功率因數(shù)校正技術(shù)，E-mail：120898376@qq.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.1.87

：TM 46

：A

2014-07-05

中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)基金項(xiàng)目（SWJTU 2011CX003EM，SWJTU2011ZT002EM）.

Project Supported by Fundamental Research Funds for the Central Universities（SWJTU2011CX003EM，SWJTU2011-ZT002EM）