采用LCL并網(wǎng)逆變器的微電網(wǎng)雙閉環(huán)并網(wǎng)控制策略研究

鄭飛揚(yáng)，張云紅，楊 敏

(國網(wǎng)重慶綦南供電公司，重慶401420)

微電網(wǎng)的快速發(fā)展催生了并網(wǎng)逆變器等電力電子器件在電網(wǎng)中的大量應(yīng)用。但是廣泛使用逆變器之類的電力電子器件將會產(chǎn)生大量的諧波，使并入大電網(wǎng)的電能質(zhì)量受到嚴(yán)重影響［1］。因此，就需要使用濾波器來過濾掉這些諧波。

并網(wǎng)逆變器采用的濾波器通常有兩種:L濾波器和LCL濾波器。電感值相同的情況下，在低頻段兩種方式的濾波器濾波效果相同，但在高頻段，LCL濾波器的濾波效果明顯好于L濾波器。若要增加L濾波器在高頻段的濾波能力，就必須增加其電感值。由于電感的成本較高，因此兩種濾波器的成本主要集中在電感上。所以，在采用相同電感值，成本差不多的情況下，LCL濾波器具有更好的濾波效果［2］。目前，LCL濾波器已經(jīng)有逐漸取代L濾波器的趨勢。雖然LCL濾波器有著上述的優(yōu)點，但是，它作為一個三階系統(tǒng)，容易產(chǎn)生諧振，造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。在諧振頻率附近其阻抗值接近于0，因此會產(chǎn)生巨大的諧振尖峰［3］。如果不能有效抑制諧振，將會造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。通常，抑制諧振有兩種方式:一種是無源阻尼法，就是直接增加LCL濾波器的阻尼，比如在電容支路串接電阻，增加濾波系統(tǒng)的阻尼以抑制諧振［4］;另一種方法就是有源阻尼法，通過采取對電壓電流的控制來實現(xiàn)抑制諧振的目的［5］。常用的有源阻尼法有:零極點配置控制、加權(quán)電流反饋控制、重復(fù)控制等［6］。采用無源阻尼法，無論是串接還是并聯(lián)電阻，都會增加系統(tǒng)的額外損耗［7］。

本文研究采用有源阻尼法中的并網(wǎng)電流外環(huán)和電容電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。

1 采用LCL濾波的單相并網(wǎng)逆變器的主電路結(jié)構(gòu)與分析

采用LCL濾波的單相并網(wǎng)逆變器的主電路圖如圖1所示。

圖1 采用LCL濾波的單相并網(wǎng)逆變器主電路圖

微電網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的直流電經(jīng)逆變器逆變成正弦交流電輸出，然后經(jīng)LCL濾波器濾去高次諧波，最后接入大電網(wǎng)。其中，逆變器是通過脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)實現(xiàn)對其輸出的控制。

2 并網(wǎng)電流外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略

基于LCL濾波器的單相并網(wǎng)逆變器的控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。將逆變器的輸出電壓ui作為輸入，并網(wǎng)電流i2作為輸出。其傳遞函數(shù)為一個三階系統(tǒng)。與L濾波器和LC濾波器相比，它具有更好的濾波能力。根據(jù)基爾霍夫定律(Kirchhoff's law)，LCL濾波器的暫態(tài)方程如下(忽略寄生電阻):

由暫態(tài)方程得到其控制框圖如圖2所示。

圖中，G1(s)、G2(s)和 G3(s)分別為 1/sL1、1/sC 和1/sL2。

圖2 采用LCL濾波的并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖

在低頻情況下，LCL濾波器也相當(dāng)于一個單電感濾波器，其電感值L為(L1+L2)。根據(jù)梅森公式(Mason formula)，其開環(huán)傳遞函數(shù)為:

這里所提到的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)是以電容電流作為內(nèi)環(huán)，并網(wǎng)電流i2作為外環(huán)。其控制框圖如圖3所示。圖中，iref是i2的電流參考值;Gi(s)為 Kp+Ki/s，是一個PI控制器;GC(s)為KC，它是一個比例控制器。

圖3 采用LCL濾波的并網(wǎng)控制策略結(jié)構(gòu)圖

根據(jù)并網(wǎng)控制的策略結(jié)構(gòu)圖，畫出其開環(huán)傳遞函數(shù)的信號流圖，如圖4所示。

圖4 信號流圖

由信號流圖和梅森公式得到其開環(huán)傳遞函數(shù)為:

由此推得其閉環(huán)傳遞函數(shù)為:

式中，a4為 L1L2C，a3為 L2CKC，a2為(L1+L2)，a1為KpKC，a0為 KiKC。

它的特征方程為:

由此，可以知道它為一個四階線性系統(tǒng)。它要穩(wěn)定就必須保證所有的極點有負(fù)根或者負(fù)的實部，換一種說法就是此系統(tǒng)的所有極點都位于s平面的左半平面。如果該系統(tǒng)滿足勞斯-赫維茨穩(wěn)定性判據(jù)，那么就能保證它的極點在s平面的左半平面。根據(jù)上面方程，得到勞斯判據(jù)，如表1所示。

表1 勞斯-赫維茨穩(wěn)定性判據(jù)

最后得出，要使系統(tǒng)穩(wěn)定，特征方程的系數(shù)就必須滿足下面的不等式組:

3 仿真結(jié)果及分析

在Simulink中建立的模型如圖5所示。

圖5 并網(wǎng)模型仿真圖

雙閉環(huán)控制系統(tǒng)為本模型的核心，它的原理已經(jīng)介紹。在Simulink中，其結(jié)構(gòu)如圖6所示。PI控制器的參數(shù):Kp=2.43;Ki=98.1;KC部分也采用一個PI控制器，將比例系數(shù)的值設(shè)為100，積分系數(shù)的值設(shè)為0。

圖6 雙閉環(huán)控制框圖

該仿真模型的主要參數(shù):Udc=400 V;ug=311 V(50 Hz);L1=2 mH;L2=1 mH;C=2 μF;Kp=2.7;Ki=100;KC=100。

為驗證該控制策略的特性，在兩種情況下對模型進(jìn)行了仿真:(1)微電網(wǎng)空載;(2)空載情況下，微電網(wǎng)在0.15 s時接入一個純電阻負(fù)荷 (R=4.84 Ω)。

第一種是微電網(wǎng)空載的情況下，仿真結(jié)果如圖7～圖10所示。i2為并網(wǎng)電流;iref為參考電流。如圖7所示，并網(wǎng)電流波形與參考電流波形幾乎重合，這就證明該控制方法具有很好的控制效果。衡量并網(wǎng)發(fā)電電能質(zhì)量有兩個重要指標(biāo):并網(wǎng)電流總諧波畸變率和微電網(wǎng)的并網(wǎng)功率因數(shù)?？傊C波畸變率越小，說明流入電網(wǎng)的諧波越少，電能質(zhì)量越好;并網(wǎng)功率因數(shù)越高，送入大電網(wǎng)的有功功率也就越高。圖8所示為并網(wǎng)電流i2與大電網(wǎng)電壓ug的波形，它說明并網(wǎng)電流與大電網(wǎng)幾乎保持相同的相位。所以，在并網(wǎng)情況下，該控制系統(tǒng)能夠使微電網(wǎng)具有較高的并網(wǎng)功率因素，如圖9所示。圖10為并網(wǎng)電流的FFT諧波分析圖，可以看出并網(wǎng)電流的有效值為32.76 A，總諧波畸變率(THD)為0.04%。同理，如圖11～圖14所示，在微電網(wǎng)運(yùn)行時，中途加入負(fù)荷，并網(wǎng)電流經(jīng)歷短暫的振動后，很快恢復(fù)穩(wěn)定，這種情況說明該控制策略具有較好的動態(tài)性能。

因此，通過仿真結(jié)果可以證明采用LCL濾波器的雙閉環(huán)并網(wǎng)控制策略具有很好的控制效果和濾波性能。

圖7 微電網(wǎng)空載時的并網(wǎng)電流和參考電流波形圖

4 總結(jié)

微電網(wǎng)的快速發(fā)展促使著相關(guān)控制策略的發(fā)展。在MATLAB/Simulink中，本文建立了一個采用雙閉環(huán)控制策略的微電網(wǎng)仿真模型，仿真結(jié)果驗證了該控制策略能夠有效消除LCL濾波器帶來的諧振問題。同時，它還具有很好的控制性能，能夠滿足微電網(wǎng)并網(wǎng)的要求。

圖8 微電網(wǎng)空載時的并網(wǎng)電流和大電網(wǎng)電壓波形圖

圖9 微電網(wǎng)空載時的并網(wǎng)功率因數(shù)曲線

圖10 微電網(wǎng)空載時的并網(wǎng)電流諧波分析圖

圖11 微電網(wǎng)帶負(fù)荷時的并網(wǎng)電流和參考電流波形圖

圖12 微電網(wǎng)帶負(fù)荷時的并網(wǎng)電流和大電網(wǎng)電壓波形圖

圖13 微電網(wǎng)帶負(fù)荷時的并網(wǎng)功率因數(shù)曲線

不足之處在于搭建的模型較為簡單，微電網(wǎng)等效為一個直流電源，負(fù)荷簡化為一個純電阻負(fù)載。后續(xù)的研究重點是對模型進(jìn)行改良，并引進(jìn)其他控制理論(如模糊控制)對該控制策略進(jìn)行改進(jìn)。

圖14 微電網(wǎng)帶負(fù)荷時的并網(wǎng)電流諧波分析

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