E波段微波傳輸系統(tǒng)中頻域交疊均衡技術(shù)*

曾建明，周志剛，王麗云，盧佳欣，陳圣吉

（中國科學(xué)院上海微系統(tǒng)與信息技術(shù)研究所，上海 200050）

0 引言

E波段微波傳輸系統(tǒng)是超大容量點(diǎn)到點(diǎn)的無線傳輸系統(tǒng)，工作在 71～76 GHz和 81～86 GHz頻段，能夠提供Gb/s以上的數(shù)據(jù)傳輸速率，是未來無線回傳網(wǎng)絡(luò)的解決方案[1-2]。

微波傳輸以視距傳播為主，無線信道特性相對較好，但是難以避免會受到大氣、地面、高大建筑物的折射和反射等影響，并且收發(fā)機(jī)的非理想特性也會導(dǎo)致信號的衰落和失真。多徑信道的影響須在接收機(jī)中進(jìn)行均衡予以消除，其中頻域均衡因復(fù)雜度低得到較多應(yīng)用[3]。傳統(tǒng)的頻域均衡需要在數(shù)據(jù)塊之間插入循環(huán)前綴，保證循環(huán)前綴的長度大于多徑信道的最大時(shí)延，以避免數(shù)據(jù)塊之間的混疊干擾，卻會帶來傳輸效率上的損失[4]。

為了提高傳輸效率，E波段微波傳輸系統(tǒng)采用不插入循環(huán)前綴的單載波塊傳輸方式，利用塊間干擾只會影響數(shù)據(jù)塊邊緣的性質(zhì)[5-7]，設(shè)計(jì)了頻域交疊均衡技術(shù)方案，以抑制塊間干擾的影響。本文第1節(jié)首先對塊間干擾分布進(jìn)行分析，在此基礎(chǔ)上詳細(xì)設(shè)計(jì)頻域交疊均衡算法的流程，并對算法復(fù)雜度進(jìn)行分析，在第2節(jié)將進(jìn)行系統(tǒng)仿真測試和性能評估。

1 頻域交疊均衡技術(shù)方案設(shè)計(jì)

E波段微波傳輸系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)如圖1所示。每幀信號由前導(dǎo)序列、頭信息以及若干個(gè)數(shù)據(jù)塊組成。其中，前導(dǎo)序列用于定時(shí)同步和信道估計(jì)；頭信息包含了鏈路質(zhì)量、調(diào)制類型以及糾錯編碼等信息；數(shù)據(jù)塊中周期性地插入導(dǎo)頻符號，主要用于矯正相位噪聲、采樣偏差以及載波頻偏。

圖1 幀結(jié)構(gòu)

圖2 塊間干擾

由于數(shù)據(jù)塊之間沒有插入循環(huán)前綴，這樣會產(chǎn)生塊間干擾[8-9]。如圖2所示，數(shù)據(jù)塊的前端數(shù)據(jù)受到前一個(gè)數(shù)據(jù)塊的尾部數(shù)據(jù)的干擾，數(shù)據(jù)塊的尾部數(shù)據(jù)會對下一個(gè)數(shù)據(jù)塊的前端數(shù)據(jù)產(chǎn)生干擾。分析發(fā)現(xiàn)，塊間干擾只存在于數(shù)據(jù)塊邊緣，而不會延伸到整個(gè)數(shù)據(jù)塊中[10]。利用這種性質(zhì)，可以通過從交疊的FFT數(shù)據(jù)塊中抽取中間未被塊間干擾影響的部分，將其合并為接收數(shù)據(jù)來抑制塊間干擾。

根據(jù)上述思想，可以設(shè)計(jì)頻域交疊均衡的技術(shù)方案，如圖3所示。具體算法流程為：

(1)首先，對接收信號進(jìn)行長度為N的滑動FFT加窗，F(xiàn)FT窗之間相互交疊，交疊區(qū)域中符號的個(gè)數(shù)為2×D。其中，D表示數(shù)據(jù)塊邊緣受到塊間干擾影響的符號個(gè)數(shù)，由多徑信道的頻率選擇性衰落決定；

(2)分別對交疊的FFT數(shù)據(jù)塊進(jìn)行頻域均衡和IFFT運(yùn)算，得到時(shí)域數(shù)據(jù)；

(3)抽取中間未被塊間干擾影響的M=N-2×D個(gè)符號；

(4)最后，將每次抽取得到的M個(gè)符號進(jìn)行組合，就可以得到未被塊間干擾影響的接收數(shù)據(jù)。

圖3 頻域交疊均衡技術(shù)方案

相較于傳統(tǒng)的頻域均衡技術(shù)（插入循環(huán)前綴的頻域均衡技術(shù)），頻域交疊均衡技術(shù)實(shí)際上是以犧牲一定量的系統(tǒng)復(fù)雜度來換取傳輸效率的提升。表1對這兩種均衡技術(shù)的算法復(fù)雜度和傳輸效率進(jìn)行了分析。其中，N為FFT點(diǎn)數(shù)；Lcp為需要插入的循環(huán)前綴的長度；η為采用頻域交疊均衡技術(shù)的系統(tǒng)傳輸效率；i=N-Lcp-M M 表征了FFT窗的交疊程度，它隨著M值的增大而不斷減小。在傳統(tǒng)的頻域均衡技術(shù)中，需要插入的循環(huán)前綴的長度一般要求大于多徑信道的最大時(shí)延，并且小于1/8倍的數(shù)據(jù)塊長度，因此采用頻域交疊均衡技術(shù)最大可以提高25%的傳輸效率。

表1 算法復(fù)雜度及效率分析

2 仿真實(shí)驗(yàn)與性能評估

為了驗(yàn)證本文所提出的頻域交疊均衡技術(shù)的可行性與有效性，以下將通過MATLAB軟件對塊間干擾分布以及誤碼率性能進(jìn)行仿真測試。

E波段微波傳輸系統(tǒng)的系統(tǒng)框圖如圖4所示，發(fā)送端包括編碼、調(diào)制、濾波和上變頻模塊，多徑信道采用頻率選擇性衰落的萊斯信道，加入加性高斯白噪聲，接收端包括下變頻、濾波、均衡以及解調(diào)和解碼模塊。仿真參數(shù)如表2所示。

圖4 系統(tǒng)仿真框圖

表2 仿真參數(shù)

根據(jù)圖4所示的系統(tǒng)框圖和表2中的仿真參數(shù)，對不同F(xiàn)FT點(diǎn)數(shù)下的塊間干擾分布進(jìn)行仿真，如圖5～圖7所示。其中，橫坐標(biāo)為數(shù)據(jù)塊中各符號的標(biāo)示，縱坐標(biāo)為接收數(shù)據(jù)塊與發(fā)送數(shù)據(jù)塊的誤差向量幅度（EVM）。從仿真結(jié)果來看，EVM曲線在數(shù)據(jù)塊邊緣均出現(xiàn)明顯上升(N=128時(shí)上升的幅度為 15 dB左右，N=256時(shí)為20 dB左右，N=512時(shí)為30 dB左右)，由此可見，數(shù)據(jù)塊邊緣的序列受到的塊間干擾比較大，而中間部分受到的塊間干擾比較小，仿真結(jié)果與設(shè)計(jì)思想一致。對比3種情況下的EVM曲線發(fā)現(xiàn)，隨著FFT點(diǎn)數(shù)N的增大，EVM值不斷減小，殘留的塊間干擾和符號間干擾較小，均衡效果更好。

圖5 FFT點(diǎn)數(shù)N=128的塊間干擾分布

圖6 FFT點(diǎn)數(shù)N=256的塊間干擾分布

圖7 FFT點(diǎn)數(shù)N=512的塊間干擾分布

圖8描述了不同的M取值情況下的系統(tǒng)誤碼率性能，仿真時(shí)FFT點(diǎn)數(shù)N取256。從仿真結(jié)果來看，抽取的中間序列長度M分別為64、128、192和240時(shí)，誤碼率曲線幾乎重合。當(dāng)信噪比為16 dB時(shí)，系統(tǒng)誤碼率可達(dá)10-3左右，表明此時(shí)的塊間干擾已基本得到消除，為了減少計(jì)算復(fù)雜度，可以選取比較大的M值。當(dāng)抽取的中間序列長度M為256時(shí)，由于沒有去除兩端受到塊間干擾影響比較大的序列，誤碼率曲線隨著信噪比的升高出現(xiàn)了平臺。所以，在實(shí)際系統(tǒng)應(yīng)用時(shí)，M的取值不宜過大，這樣可能導(dǎo)致塊間干擾得不到消除；同時(shí)M也不宜過小，這樣會導(dǎo)致系統(tǒng)復(fù)雜度的增加。

圖8 抽取不同中間序列情況下的誤碼率性能

3 結(jié)論

在高速率寬帶無線通信系統(tǒng)中，為了提高系統(tǒng)吞吐量，需要盡可能減小鏈路傳輸?shù)娜哂嚅_銷。本文針對E波段微波傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)了頻域交疊均衡技術(shù)方案，并詳述了算法流程。該方案不需要插入循環(huán)前綴，能夠有效消除塊間干擾影響，當(dāng)信噪比為16 dB時(shí)，系統(tǒng)誤碼率可達(dá)10-3左右，滿足無線傳輸?shù)目煽啃砸蟆?/p>

[1]李超，周志剛，鐘文斌，等.E-Band通信系統(tǒng)中高速 RS編譯碼設(shè)計(jì)與驗(yàn)證[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2013，39(12)：107-110.

[2]鐘文斌，周志剛，王麗云，等.E-Band通信系統(tǒng)中高速并行 FIR成形濾波器設(shè)計(jì)[J].電訊技術(shù)，2013，53(9)：1229-1234.

[3]Ming Lei，LAKKIS L.MMSE-FDE based on estimated SNR for single-carrier block transmission(SCBT)in multiGbps WPAN(IEEE 802.15.3c)[C].Communications Workshops，2008.ICC Workshops′08.IEEE International Conference，2008.

[4]戴文荃，葛萬成.單載波頻域均衡技術(shù)中均衡算法的比較[J].信息技術(shù)，2009(5)：25-28.

[5]OBARA T，TAKEDA K，ADACHI F.Performance analysis of single-carrier overlap FDE[C].Communication Systems(ICCS)2010 IEEE International Conference，2010：446-450.

[6]OBARA T，TOMEBA H.Impact of timing offset on DSCDMA with overlap FDE[C].IEEE APWCS 2008，2008.

[7]KUDO R，KOBAYASHI T，TAKATORI Y.Coherent optical single carrier transmission using overlap frequency domain equalization for long-haul optical systems[J].Journal of Lightwave Technology，2009，27(16)：3721-3728.

[8]ISHIHARA K，KOBAYASHI T，KUDO R.Frequency-domain equalisation without guard interval for optical transmission systems[J].Electronics Letters，2008，44(25)：1480-1482.

[9]KIANI S，BAIG S，ALI S，et al.Performance Comparison of overlap FDE techniques In underwater communication[C].Proceedings of International Bhurban Conference on Applied Sciences&Technology Islamabad，Pakistan，January 10-13，2011.

[10]TOMEBA H，TAKEDA K.Pilot assisted channel estimation for MC-CDMA signal transmission using overlap FDE[C].Communication Systems，2008.ICCS 2008.11th IEEE Singapore International Conference，2008：1106-1110.