TD－LTE下行信道估計(jì)的DSP實(shí)現(xiàn)

張德民，徐雯雯，李小文

(重慶郵電大學(xué)通信學(xué)院，重慶400065)

在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，信號(hào)經(jīng)過(guò)無(wú)線信道傳播會(huì)經(jīng)歷隨機(jī)衰落，在接收端要想恢復(fù)出發(fā)送信號(hào)就必須對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行必要的補(bǔ)償，這就要借助信道估計(jì)來(lái)得到信道狀態(tài)信息。因此，有效的信道估計(jì)技術(shù)是提高無(wú)線通信性能最重要的因素之一［1］。當(dāng)前，LTE幾乎已經(jīng)標(biāo)準(zhǔn)化，且正在商業(yè)化。TD－LTE基帶處理單元的開(kāi)發(fā)不僅是信道估計(jì)算法實(shí)現(xiàn)的基礎(chǔ)，更重要的是，它的成功開(kāi)發(fā)能夠讓設(shè)備商在激烈的市場(chǎng)份額爭(zhēng)奪中占據(jù)主動(dòng)，適應(yīng)通信潮流的發(fā)展［2］。

本文根據(jù)3GPP 36系列標(biāo)準(zhǔn)，介紹了LTE系統(tǒng)下行信道參考信號(hào)的產(chǎn)生過(guò)程及資源映射后的時(shí)頻位置，基于項(xiàng)目要求和硬件性能，給出了采用LS算法進(jìn)行下行信道估計(jì)的DSP具體實(shí)現(xiàn)方案。

1 參考信號(hào)

在TD－LTE系統(tǒng)中，上行導(dǎo)頻信號(hào)是按照塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)進(jìn)行映射的，下行導(dǎo)頻信號(hào)是按照離散導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)進(jìn)行映射的，使其能夠更好地進(jìn)行信道估計(jì)。LTE系統(tǒng)下行包括五種不同類型的參考符號(hào):小區(qū)專用(Cell－specific)參考信號(hào)、用戶專用 (UE－specific)參考信號(hào)、多播單頻(MBSFN)參考信號(hào)、位置(Positioning)參考信號(hào)［3］和信道狀態(tài)指示(Channel State Indication，CSI)參考信號(hào)［4］。本文研究的是基于CSRS的信道估計(jì)，下面分別介紹小區(qū)參考信號(hào)的生成和資源映射。

1)偽隨機(jī)序列的生成

偽隨機(jī)序列定義為長(zhǎng)度為31的Gold序列［3］。第2個(gè)m序列的初始值由來(lái)決定，其數(shù)值取決于序列的具體應(yīng)用。CSRS的初始值定義為

式中:ns為時(shí)隙序號(hào);l為OFDM符號(hào)序號(hào);為小區(qū)標(biāo)示號(hào);NCP根據(jù)循環(huán)前綴類型取值為0或1。

2)參考信號(hào)序列rl，ns(m)的定義和生成

式中:c(i)從偽隨機(jī)序列中取值;為下行最大資源塊數(shù)目，值為110。

3)CSRS資源映射

參考信號(hào)rl，ns(m)將會(huì)按照如下方式資源映射到復(fù)值調(diào)制符號(hào)，作為時(shí)隙ns天線端口p上的參考符號(hào)，即

式中:k=6m+(v+vshift)mod6，m=0，1，…，2－1，m'=m+－;l的取值為

變量v和小區(qū)專用頻移vshift=mod6定義不同參考信號(hào)的頻域位置，其中V值由以下公式給出。

2 信道估計(jì)算法介紹

LTE下行鏈路的信道估計(jì)采用基于導(dǎo)頻的方法，其關(guān)鍵技術(shù)有:導(dǎo)頻設(shè)計(jì)，包括怎樣生成和插入導(dǎo)頻序列;信道估計(jì)算法，即怎樣獲得導(dǎo)頻位置信道沖激響應(yīng)值;插值算法，即怎樣將獲取的導(dǎo)頻位置信道沖激響應(yīng)值應(yīng)用于整個(gè)OFDM系統(tǒng)。常用經(jīng)典算法有最小二乘(Least Square，LS)和最小均方誤差 (Liner Minimum Mean－Square Error，MMSE)。MMSE是最佳信道估計(jì)算法，但需計(jì)算信道自相關(guān)矩陣，并需對(duì)一個(gè)大矩陣進(jìn)行求逆運(yùn)算，復(fù)雜度太高，考慮到DSP處理器的性能，本文選用LS算法作為信道估計(jì)算法來(lái)實(shí)現(xiàn)［5］。

LS算法不考慮噪聲，從最小二乘角度，代價(jià)函數(shù)為

式中:Xp為本地參考信道矩陣;Yp為接收到的參考信號(hào)矩陣，令=0則有

數(shù)據(jù)子載波處信道估計(jì)采用線性插值方法。OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)存在二維問(wèn)題，即信道需進(jìn)行時(shí)頻二維估計(jì)。若同時(shí)進(jìn)行二維估計(jì)，算法復(fù)雜度會(huì)較大，對(duì)估計(jì)器的要求較高。對(duì)此，一種簡(jiǎn)單處理方法是先頻域后時(shí)域信道估計(jì)。若倒序會(huì)導(dǎo)致后面的OFDM符號(hào)解碼產(chǎn)生延時(shí)［6］。時(shí)域插值和頻域插值的表達(dá)式為

3 設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

DSP是專門(mén)針對(duì)密集信號(hào)處理算法而設(shè)計(jì)的通用芯片，而且具有很好的可編程性。本文選用的是TI的TMS320C6455作為開(kāi)發(fā)使用的DSP芯片。該芯片屬于高速定點(diǎn)DSP，最高時(shí)鐘頻率為1.2 GHz，而且每個(gè)時(shí)鐘周期可執(zhí)行8條指令，實(shí)行高速運(yùn)算［7］。

3.1 總體實(shí)現(xiàn)流程

以子幀為單位進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，假設(shè)不同子幀之間無(wú)相關(guān)性。本設(shè)計(jì)支持1T1R，1T2R，2T1R，2T2R和 4T4R情況。終端接收到一個(gè)子幀時(shí)，首先要從接收數(shù)據(jù)中取出參考信號(hào)，然后與本地參考信號(hào)進(jìn)行除法就可以得到導(dǎo)頻處的信道估計(jì)值。要獲取數(shù)據(jù)位置處的信道估計(jì)值，需要分別對(duì)其進(jìn)行頻域和時(shí)域的插值。一個(gè)子幀的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)流程如圖1所示。

圖1 信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)總體流程圖

3.2 關(guān)鍵模塊的具體設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)

3.2.1 參考信號(hào)

由偽隨機(jī)序列的生成和初始值定義公式知，隨機(jī)序列中只有－1和+1兩種取值，則又由參考信號(hào)的生成公式則rl，ns(m)取值只能是 (±1/，±1/)。而這與LTE中QPSK調(diào)制得到的值相同，因此參考信號(hào)的生成可以轉(zhuǎn)化為直接對(duì)偽隨機(jī)序列進(jìn)行QPSK調(diào)制。具體實(shí)現(xiàn)流程圖2所示。

圖2 小區(qū)參考信號(hào)的生成流程圖

為節(jié)省內(nèi)存，提高效率，參考信號(hào)生成時(shí)，默認(rèn)生成端口0和端口1上的CSRS，只有4天線時(shí)，才生成端口3和端口4的CSRS，且為后面取導(dǎo)頻數(shù)據(jù)方便，存入同一個(gè)數(shù)組的后面。另外，式(3)和傳統(tǒng)方法［8］處理都是按照110個(gè)RB生成長(zhǎng)度為440的隨機(jī)序列，然后根據(jù)下行帶寬抽取所需長(zhǎng)度的序列。以上處理，不僅增加內(nèi)存占用，且增加了處理復(fù)雜度降低處理效率。基于以上問(wèn)題，基于當(dāng)前的下行帶寬控制偽隨機(jī)序列生成，QPSK調(diào)制模塊生成所需長(zhǎng)度的CSRS。另外，此時(shí)不需要額外的選取數(shù)據(jù)操作。

在對(duì)解參考信號(hào)映射模塊進(jìn)行DSP實(shí)現(xiàn)時(shí)，因?yàn)椴煌炀€配置解參考信號(hào)映射差異比較大，因此對(duì)1T和2T、4T分別調(diào)用不同的解參考信號(hào)映射函數(shù)。1T和2T的情況下調(diào)用函數(shù)DeCSRS_1()，4T的情況下調(diào)用DeCSRS_2()。雖然不同天線配置其調(diào)用的函數(shù)是不同的，但是其實(shí)現(xiàn)思想是相同的。

解參考信號(hào)資源映射就是按照映射位置從各個(gè)端口接收數(shù)據(jù)中取出接收導(dǎo)頻數(shù)據(jù)。因?yàn)楦魈炀€端口的接收數(shù)據(jù)以行形式存放，這與映射公式二維性不同，所以實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵一步是計(jì)算導(dǎo)頻的位置。CSRS時(shí)頻映射位置如圖3所示。

圖3 小區(qū)專用參考信號(hào)映射圖(常規(guī)CP)

解參考信號(hào)資源映射的DSP實(shí)現(xiàn)流程如圖4所示。

式中:N_DL_symb表示下行一個(gè)時(shí)隙中符號(hào)數(shù)目，取值與CP類型有關(guān);N_RB_sc為子載波個(gè)數(shù)，取值12;N_DL_RB為下行資源塊個(gè)數(shù)，由下行帶寬決定，最大為110;l為符號(hào)序號(hào);k為子載波序號(hào)。

計(jì)算導(dǎo)頻位置的設(shè)計(jì)分為下面幾個(gè)方面:

1)簡(jiǎn)化l和v計(jì)算。式(5)中v以分段函數(shù)形式給出，這需要多次條件判斷，計(jì)算復(fù)雜度高。DSP實(shí)現(xiàn)時(shí)，一次循環(huán)完成1個(gè)符號(hào)的解資源映射。觀察圖3，對(duì)每個(gè)符號(hào)，l和v的取值很明確，因此設(shè)計(jì)將其4個(gè)端口取值依次存表l_v_index={.char0，0，4，3，7，0，11，3，0，3，4，0，7，3，11，0，1，0，8，3，1，3，8，0}。

2)簡(jiǎn)化導(dǎo)頻位置pointoffst計(jì)算。觀察圖3，相鄰CSRS間隔為6個(gè)子載波，傳統(tǒng)處理每次內(nèi)循環(huán)利用式(9)來(lái)計(jì)算位置，需要多次乘法和加法，為簡(jiǎn)化計(jì)算，每次只需利用l和v計(jì)算第一個(gè)CSRS位置，后面的只需要一次加法運(yùn)算依次加6即可。

圖4 4T4R解參考信號(hào)資源映射的DSP實(shí)現(xiàn)流程圖

3)簡(jiǎn)化跳直流操作。每個(gè)符號(hào)都計(jì)算直流位置，在2)基礎(chǔ)上，只需判斷找到第一個(gè)過(guò)直流的CSRS，進(jìn)行加1，后面的依次加6即可。與傳統(tǒng)方法比，不需要對(duì)直流后面的每個(gè)CSRS執(zhí)行加1操作。

3.2.2 解導(dǎo)頻處信道估計(jì)

式(8)只需一次除法運(yùn)算，但對(duì)于定點(diǎn)處理的復(fù)數(shù)除法(a+bj)/(c+dj)，通常轉(zhuǎn)換為乘法(a+bj)(c+dj)H/(c+dj)(c+dj)H。由上分析知，CSRS的能量為1，則式(7)變?yōu)?。則

式(11)前兩項(xiàng)為實(shí)部，后兩項(xiàng)為虛部，結(jié)果用32 bit表示，分別放在高16位和低16位。

傳統(tǒng)的方法是分別從兩項(xiàng)中提取16 bit進(jìn)行運(yùn)算，這種方式，在數(shù)據(jù)比較小時(shí)會(huì)產(chǎn)生冗余符號(hào)位，降低了后面運(yùn)算結(jié)果的精度。為解決這個(gè)問(wèn)題，本文進(jìn)行了歸一化操作。對(duì)于每次計(jì)算，找出4項(xiàng)中的最大值，最后找出所有值中的最大值，利用NORM指令計(jì)算冗余比特位數(shù)并進(jìn)行相應(yīng)的左移操作。

LS信道估計(jì)模塊DSP實(shí)現(xiàn)流程如圖5所示，其算法描述:

1)部分全局變量的提取和參數(shù)的計(jì)算，設(shè)外循環(huán)次數(shù)為3。同時(shí)進(jìn)行4個(gè)接收天線端口估計(jì)，一次循環(huán)完成4個(gè)符號(hào)上的信道估計(jì)，因此外循環(huán)次數(shù)A1設(shè)置為12/4=3。設(shè)置內(nèi)循環(huán)次數(shù)為N_DL_RB×2×2。

2)各端口對(duì)應(yīng)的信道估計(jì)值存儲(chǔ)位置計(jì)算。內(nèi)存開(kāi)辟時(shí)，依次存放端口天線端口0、1、2和3的信道估計(jì)值。4個(gè)接收天線端口提取參考信號(hào)的偏移地址的計(jì)算對(duì)應(yīng)本地生成CSRS起始地址的計(jì)算。

3)同時(shí)從4個(gè)接收天線端口提取CSRS，提取出本地生成的CSRS，進(jìn)行復(fù)數(shù)相乘，得到32 bit的實(shí)部和虛部，并保留最大值，進(jìn)行N_DL_RB×2×2次循環(huán)，即完成了2個(gè)符號(hào)上導(dǎo)頻的LS信道估計(jì)。

4)判斷外循環(huán)是否結(jié)束，為真則跳轉(zhuǎn)步驟5)，否則跳轉(zhuǎn)步驟2)。

5)根據(jù)最大值進(jìn)行歸一化操作，完成信道估計(jì)。

圖5 4T4R情況信道估計(jì)模塊DSP實(shí)現(xiàn)的流程圖

3.2.3 解導(dǎo)頻處信道估計(jì)

時(shí)頻插值模塊思路類似，為提高運(yùn)算效率，同樣設(shè)計(jì)了表格。以兩天線為例，插值符號(hào)存表{.char 0，4，4，7，7，11}，插值系數(shù) 1/6，2/6，3/6，4/6，5/6 進(jìn)行Q15 量化后存表{.short5461，10922，16384，21845，27306}。因?yàn)榇四K比較簡(jiǎn)單，具體設(shè)計(jì)在此不贅述。

4 性能分析

本文搭建的鏈路如圖6所示，對(duì)于信道估計(jì)模塊，分別在MATLAB中和DSP中實(shí)現(xiàn)，其他模塊均在MATLAB中進(jìn)行［9］。調(diào)制方式是QPSK，單碼字處理。

圖6 下行仿真鏈路

用DSP處理信道估計(jì)模塊時(shí)，采用C寫(xiě)控制流程，用匯編寫(xiě)主要的處理模塊。采用帶寬為20 MHz，含有100個(gè)資源塊，1 200個(gè)子載波。4T4R時(shí)關(guān)鍵模塊cycle數(shù)如表1所示。

表1 關(guān)鍵模塊運(yùn)行周期

本文采用的TMS320C6455芯片最高時(shí)鐘頻率為1.2 GHz，則一個(gè)子幀1ms內(nèi)可運(yùn)行周期為1.2×106。上面計(jì)算的關(guān)鍵模塊的運(yùn)行周期約為3.5×105，所以可以滿足實(shí)時(shí)處理的需要。

圖7給出了MATLAB、DSP歸一化和DSP未歸一化處理在信噪比范圍0～20 dB的誤比特率曲線。由圖7可得，DSP處理時(shí)進(jìn)行歸一化操作的性能明顯優(yōu)于未進(jìn)行歸一化的情況。因此，本文采用的歸一化操作明顯提高了計(jì)算精度。對(duì)比MATLAB和DSP歸一化時(shí)曲線可知，本文提出的DSP實(shí)現(xiàn)方案，定點(diǎn)處理性能接近于浮點(diǎn)處理時(shí)的情況。

圖7 誤比特率對(duì)比圖(截圖)

5 小結(jié)

本文介紹了CSRS序列產(chǎn)生過(guò)程和資源映后的時(shí)頻位置?？紤]到實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和代價(jià)，給出了一種基于CSRS的下行信道估計(jì)DSP實(shí)現(xiàn)方案。對(duì)于CSRS序列生成，基于QPSK調(diào)制和偽隨機(jī)序列生成，提出了一種節(jié)約內(nèi)存且提高效率的方案。另外，在CSRS位置信道估計(jì)模塊，給出了一種提高計(jì)算精度的具體實(shí)現(xiàn)方案。性能分析和BER對(duì)比結(jié)果表明，本文提出的實(shí)現(xiàn)方案，既能滿足實(shí)時(shí)處理的要求，又能提供較好的性能。該方案已經(jīng)應(yīng)用于射頻一致性測(cè)試系統(tǒng)開(kāi)發(fā)中。

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