基于MIMO-OFDM的高頻段Gbit/s通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)*

彭俊宇 ，蔡孫增 ，朱正航 ，徐 景 ，周 婷

（1.中國(guó)科學(xué)院上海微系統(tǒng)與信息技術(shù)研究所 上海 200050；2.中國(guó)科學(xué)院無(wú)線傳感網(wǎng)與通信重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 上海 200335；3.上海無(wú)線通信研究中心 上海 200335）

1 引言

作為一種高效的頻譜復(fù)用技術(shù)，正交頻分復(fù)用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）能夠有效克服頻率選擇性衰落[1]，被廣泛運(yùn)用于各種通信系統(tǒng)，如LTE、IEEE 802.11p和 IEEE 802.11n。多輸入多輸出（multipleinput multiple-output，MIMO）技術(shù)利用在發(fā)送端和接收端放置多根天線提高系統(tǒng)容量。OFDM和MIMO技術(shù)的結(jié)合是未來(lái)寬帶無(wú)線通信技術(shù)發(fā)展的主流[1,2]。

在無(wú)線通信系統(tǒng)中，頻譜資源是最寶貴的，目前6 GHz以下頻段已經(jīng)相當(dāng)擁擠。主流通信系統(tǒng)中，LTE-TDD（long term evolution-time division duplex）的工作頻段為3.8 GHz以下[3]，而無(wú)線局域網(wǎng)（Wi-Fi）的工作頻段為 2.4 GHz和5.9 GHz[4]。由此可見(jiàn)在6～15 GHz頻段中，還有相當(dāng)大一部分可用于移動(dòng)通信的頻段未被開(kāi)發(fā)。高頻段無(wú)線通信系統(tǒng)的研究開(kāi)發(fā)可為大容量、低速移動(dòng)環(huán)境的無(wú)線通信提供可行的技術(shù)途徑，對(duì)未來(lái)移動(dòng)通信的發(fā)展具有重要意義。另外，遠(yuǎn)程會(huì)議、遠(yuǎn)程醫(yī)療以及高清視頻點(diǎn)播等業(yè)務(wù)的發(fā)展，使得用戶對(duì)網(wǎng)絡(luò)速度的要求不斷提高。在參考文獻(xiàn)[5]中，東南大學(xué)對(duì)Gbit/s無(wú)線通信試驗(yàn)系統(tǒng)進(jìn)行設(shè)計(jì)，并完成了硬件實(shí)現(xiàn)；參考文獻(xiàn)[6]中，北京郵電大學(xué)面向IMTAdvanced系統(tǒng)的需求，對(duì)Gbit/s無(wú)線傳輸關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行研究及實(shí)現(xiàn)。

本文首先介紹基于MIMO-OFDM的高頻段Gbit/s通信系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)，然后對(duì)同步、信道估計(jì)和多天線檢測(cè)等物理層關(guān)鍵算法進(jìn)行簡(jiǎn)要分析，最后介紹所搭建的系統(tǒng)演示平臺(tái)，并在室內(nèi)環(huán)境下對(duì)系統(tǒng)傳輸帶寬、傳輸速率等參數(shù)進(jìn)行測(cè)試。

2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

本系統(tǒng)物理層使用的OFDM技術(shù)，載波頻率為6.25 GHz，支持4發(fā)6收的MIMO傳輸，最大可支持4個(gè)數(shù)據(jù)流進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。系統(tǒng)物理層關(guān)鍵參數(shù)見(jiàn)表1。

圖1為系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)，在本系統(tǒng)中，一幀的長(zhǎng)度為5 ms。每個(gè)幀包括下行鏈路子幀（downlink subframe）和上行鏈路子幀（uplink subframe）兩個(gè)子幀，分別對(duì)應(yīng) TDD雙工模式的下行和上行物理傳輸鏈路。兩種子幀之間的上行切換點(diǎn)（downlink to uplink switch point，DUSP）用于子幀類(lèi)型的切換。每個(gè)子幀都以前綴（preamble）作為開(kāi)頭，用來(lái)進(jìn)行定時(shí)同步和頻偏估計(jì)。每個(gè)下行子幀有9個(gè)下行時(shí)隙，每個(gè)上行子幀有1個(gè)上行時(shí)隙。每個(gè)時(shí)隙的長(zhǎng)度為 487.5 μs，其中包括 midamble、控制字（control word）以及數(shù)據(jù)符號(hào) （data symbol），midamble用來(lái)進(jìn)行當(dāng)前時(shí)隙的信道估計(jì)，控制字用來(lái)傳輸當(dāng)前鏈路的控制和反饋信息。

表1 系統(tǒng)物理層關(guān)鍵參數(shù)

系統(tǒng)基帶發(fā)射端結(jié)構(gòu)如圖2所示，主要包括以下幾大模塊：LDPC編碼、交織、符號(hào)映射、插入導(dǎo)頻、插入midamble、插入前綴、傅里葉逆變換、加循環(huán)前綴、成型濾波等。除此之外，還有系統(tǒng)定時(shí)同步模塊、aurora封裝的rocket I/O接口模塊。

系統(tǒng)基帶接收端結(jié)構(gòu)如圖3所示，主要包括以下幾大模塊：同步、信道估計(jì)、多天線檢測(cè)和LDPC解碼等。

3 物理層關(guān)鍵算法

3.1 粗同步

MIMO-OFDM系統(tǒng)需要在時(shí)間和頻率上取得同步，時(shí)間上的同步用來(lái)尋找OFDM幀的正確起始位置，頻率同步用來(lái)糾正載波頻偏[7～9]。本系統(tǒng)用二進(jìn)制Golay互補(bǔ)序列作為前綴，通過(guò)求接收序列自相關(guān)值的方式得到粗同步點(diǎn)，在進(jìn)行載波頻偏（carrier frequency offset，CFO）估計(jì)和矯正之后，利用矯正后的序列與本地序列的互相關(guān)獲得精同步點(diǎn)。

系統(tǒng)中整個(gè)同步硬件實(shí)現(xiàn)的流程如圖4所示。從天線接收的數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)A/D轉(zhuǎn)換得到數(shù)字信號(hào)，通過(guò)計(jì)算相關(guān)值模塊及能量檢測(cè)模塊后得到粗同步符號(hào)定時(shí)d_est。一方面將得到的粗同步定時(shí)d_est送入FIFO1隊(duì)列的粗定時(shí)控制；另一方面將粗同步定時(shí)d_est對(duì)應(yīng)的相關(guān)值送入頻偏估計(jì)模塊，計(jì)算估計(jì)頻偏，并將計(jì)算得到的載波頻偏估計(jì)值送入FIFO2隊(duì)列輸出的頻偏矯正模塊。將校正后的數(shù)字信號(hào)同時(shí)送入精同步和FIFO3隊(duì)列，根據(jù)精同步計(jì)算的符號(hào)精同步定時(shí)，確定出精確的FFT窗，去CP后經(jīng)過(guò)快速傅里葉變換得到整個(gè)同步硬件模塊的頻域輸出數(shù)據(jù)并送入下一個(gè)功能模塊中。

3.2 信道估計(jì)

在不存在虛載波的情況下，最優(yōu)導(dǎo)頻是等能量，在頻域中等間隔分布，不同天線的導(dǎo)頻之間相互正交[10,11]。但在實(shí)際系統(tǒng)中，存在虛載波。一是由于直流（direct current，DC）偏移，DC子載波不用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)，二是頻帶兩邊的高頻部分作為保護(hù)頻帶，也不用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)。當(dāng)存在虛載波時(shí)，均勻分布的導(dǎo)頻有些會(huì)落入虛載波區(qū)域，上述滿頻時(shí)的最優(yōu)導(dǎo)頻不再適用[12]。本文采用GCL（generalized chirp-like，廣義線性調(diào)頻）序列作為導(dǎo)頻序列[13]，GCL序列在頻域和時(shí)域中都是恒模，具有理想的自相關(guān)特性，由于GCL序列在時(shí)域中恒模，能夠得到較低的峰均比（peak-to-average power ratio，PAPR）。本系統(tǒng)使用 LS（leastsquare，最小二乘）估計(jì)算法得到導(dǎo)頻上的信道響應(yīng)后，采用3次樣條方式插值得到中間頻率的信道響應(yīng)。

3.3 MIMO檢測(cè)

MIMO的應(yīng)用可以通過(guò)發(fā)送多個(gè)獨(dú)立子流來(lái)提高系統(tǒng)吞吐量，但這也帶來(lái)多天線檢測(cè)的復(fù)雜度。次優(yōu)的譯碼算法有迫零 （zero forcing，ZF）算法、最小均方誤差 （minimum mean squared error，MMSE）算法和有序的連續(xù)干擾消除（ordered successive interference cancellation，OSIC）算法等[14,15]，最優(yōu)的算法如球形譯碼算法的復(fù)雜度過(guò)高[16]。經(jīng)過(guò)前期的仿真工作得出結(jié)論：在4發(fā)6收天線的MIMO-OFDM系統(tǒng)中，ZF算法和MMSE算法的性能差異很小，最終選擇復(fù)雜度較小的ZF-SQR（多次排序）檢測(cè)算法作為最終硬件實(shí)現(xiàn)的首選方案。

4 系統(tǒng)硬件平臺(tái)

系統(tǒng)硬件演示平臺(tái)主要以DE3-340開(kāi)發(fā)板為基礎(chǔ)，搭建和實(shí)現(xiàn)包括基帶、AD/DA及射頻單元的完整寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)。圖5是以4塊DE3-340單板為基礎(chǔ)通過(guò)HSTC接口互連實(shí)現(xiàn)的支持MIMO的基帶硬件平臺(tái)。

4塊基帶處理板中，包含1塊主處理板、2塊協(xié)處理板和1塊業(yè)務(wù)接口板。另外，基帶系統(tǒng)還包括6塊數(shù)模轉(zhuǎn)換子板 （DCC）、1塊吉比特以太網(wǎng)接口板 （ETH）以及DDP SDRAM擴(kuò)展存儲(chǔ)條。

該高頻段Gbit/s無(wú)線傳輸系統(tǒng)選擇的DE3-340芯片的片外RAM為1 GB。邏輯資源分配與模塊劃分設(shè)計(jì)為：DE3主處理板實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的MAC層控制、編碼 （交織/解交織、LDPC編碼），信道估計(jì)與MIMO解復(fù)用以及系統(tǒng)控制；DE3擴(kuò)展板#1&2實(shí)現(xiàn)AGC、濾波、同步、頻偏矯正、解碼、FFT/IFFT等在各通道本地完成。

射頻部分由6塊中心頻率為6.25 GHz、工作帶寬為100 MHz的射頻收發(fā)單板構(gòu)成。單通道天線發(fā)射功率不低于0.1 W。射頻模塊需要提供收發(fā)切換控制，切換控制時(shí)延不大于5μs，另外提供 AGC、APC控制信號(hào)，控制調(diào)整周期不大于0.5 ms。

5 系統(tǒng)測(cè)試

系統(tǒng)測(cè)試在室內(nèi)環(huán)境下進(jìn)行。每個(gè)設(shè)備都配備6副天線，設(shè)備之間相距7.8 m，為視距傳播環(huán)境。兩臺(tái)設(shè)備之間進(jìn)行點(diǎn)對(duì)點(diǎn)數(shù)據(jù)傳輸，從而對(duì)相關(guān)系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行測(cè)試。

5.1 系統(tǒng)傳輸帶寬測(cè)試

設(shè)置系統(tǒng)硬件平臺(tái)，使其采用16QAM在100 MHz帶寬下傳輸數(shù)據(jù)。待系統(tǒng)工作穩(wěn)定后，調(diào)整矢量信號(hào)分析儀的中心頻率，將頻率掃描帶寬設(shè)置為200 MHz，觀察矢量信號(hào)分析儀上的測(cè)試結(jié)果，如圖6所示。

由圖6可知，信號(hào)帶寬為100 MHz，符合設(shè)計(jì)要求。

5.2 系統(tǒng)傳輸速率測(cè)試

設(shè)置系統(tǒng)硬件平臺(tái)，使其調(diào)制方式為16QAM，編碼速率為5/6，傳輸4個(gè)子流的數(shù)據(jù)。待系統(tǒng)工作穩(wěn)定后，使用軟件對(duì)系統(tǒng)下行鏈路數(shù)據(jù)流量進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，每隔1 s記錄一次系統(tǒng)瞬時(shí)傳輸速率，共記錄10 min。軟件的可視化界面上會(huì)顯示系統(tǒng)的實(shí)時(shí)工作狀態(tài)，從中可以反映出系統(tǒng)的瞬時(shí)數(shù)據(jù)速率，可視化界面如圖7所示。

系統(tǒng)瞬時(shí)速率隨時(shí)間變化的曲線如圖8所示。

將觀測(cè)時(shí)間內(nèi)數(shù)據(jù)速率的最大值、最小值以及平均值列于表2中。由圖8和表2可知，系統(tǒng)的最大數(shù)據(jù)速率為801.3 Mbit/s，平均速率為 790.3 Mbit/s。

由測(cè)試結(jié)果可知，實(shí)際測(cè)得的4天線通路下的下行傳輸速率略低于表1給出的理論值，原因是存在一部分以太網(wǎng)開(kāi)銷(xiāo)。

表2 系統(tǒng)傳輸速率測(cè)試結(jié)果（觀測(cè)時(shí)長(zhǎng)600 s，樣本數(shù)600，樣本間隔1 s）

在測(cè)試過(guò)程中，系統(tǒng)接收端通過(guò)信道估計(jì)得到的信道矩陣會(huì)出現(xiàn)不滿秩的情況，此時(shí)系統(tǒng)不能以4個(gè)子流進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。經(jīng)過(guò)初步分析，認(rèn)為造成這一問(wèn)題的原因是設(shè)備天線布局不合理。在后續(xù)的工作中，將圍繞這一問(wèn)題對(duì)整套系統(tǒng)進(jìn)行進(jìn)一步優(yōu)化。

6 結(jié)束語(yǔ)

為了解決目前6 GHz以下頻段擁擠的問(wèn)題，滿足日益增長(zhǎng)的高速率無(wú)線通信的需求，本文設(shè)計(jì)了基于MIMO-OFDM的高頻段Gbit/s通信系統(tǒng)。描述了系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)，并對(duì)同步、信道估計(jì)和多天線檢測(cè)等物理層關(guān)鍵算法進(jìn)行了簡(jiǎn)要的介紹。所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)在FPGA硬件平臺(tái)上得到實(shí)現(xiàn)，并在室內(nèi)環(huán)境下對(duì)系統(tǒng)的傳輸帶寬、傳輸速率等參數(shù)進(jìn)行測(cè)試。測(cè)試結(jié)果表明，搭建的硬件平臺(tái)基本符合系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求。

1 Mody A N,Stuber G L.Synchronization for MIMO OFDM systems.Proceedings of IEEE GLOBECOM’01,San Antonio,TX,USA,2001:509～513

2 Mody A N,Stuber G L.Receiver implementation for a MIMO OFDM system.Proceedings of IEEE GLOBECOM’02,Taipei,Taiwan,China,2002:716～720

3 3GPP TS 36.104-2013.3rd Generation Partnership Project;Technical Specification Group Radio Access Network;Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA);Base Station(BS)Radio Transmission and Reception(Release 11),2013

4 IEEE Std 802.11-2007. IEEE Standard for Information Technology-Telecommunications and Information Exchange Between Systems Local and Metropolitan Area Networks-Specic Requirements Part 11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specications,2007

5 王向陽(yáng),趙艷杰.Gbit/s試驗(yàn)系統(tǒng)中高速串行接口的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn).現(xiàn)代電子技術(shù),2008,31(22):4～7

6 張平,王勇,陶小峰等.Gbit/s無(wú)線傳輸關(guān)鍵技術(shù)及試驗(yàn)驗(yàn)證系統(tǒng).中國(guó)通信,2010(1):99～103

7 Schenk T C W,Van Zelst A.Frequency synchronization for MIMO OFDM wireless LAN systems.Proceedings of IEEE 58th VTC 2003-Fall,Orlando,FL,USA,2003:781～785

8 Stuber G L,Barry J R,McLaughlin S W,et al.Broadband MIMO-OFDM wireless communications.Proceedings of the IEEE,2004,92(2):271～294

9 Van Zelst A,Schenk T C W.Implementation of a MIMO OFDM-based wireless LAN system.IEEE Transactions on Signal Processing,2004,52(2):483～494

10 Barhumi I,Leus G,Moonen M.Optimal training design for MIMO OFDM systems in mobile wireless channels.IEEE Transactions on Signal Processing,2003,51(6)

11 Minn H,Al-Dhahir N.Optimal training signals for MIMO OFDM channel estimation. IEEE Transactions on Wireless Communications,2006,5(5)

12 Hu D,Yang L X,Shi Y H,et al.Optimal pilot sequence design for channel estimation in MIMO OFDM systems.IEEE Communications Letters,2006,10(1)

13 Lee D H.OFDMA uplink ranging for IEEE 802.16e using modified generalized chirp-like polyphase sequences.Proceedings of the First IEEE and IFIP International Conference in Central Asia on Source,Bishkek,2005

14 Li X,Huang H,Foschini G J,et al.Effects of iterative detection and decoding on the performance of BLAST.Proceedings of IEEE Global Telecommunications Conference,San Francisco,USA,2000:1061～1066

15 Chiueh T D,Tsai P Y.OFDM Baseband Receiver Design for Wireless Communications.Wiley,2007

16 Lai I W,Ascheid G,Meyr H,et al.Efficient channel-adaptive MIMO detection using just-acceptable error rate. IEEE Transactions on Wireless Communications,2011,10(1):73～83