一種高精度低自熱多通道測溫系統(tǒng)設(shè)計與實現(xiàn)*

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(哈爾濱工程大學(xué) 自動化學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001)

0 引 言

提高測溫精度、保證測溫準(zhǔn)確性和增加系統(tǒng)采樣通道一直是高精度測溫系統(tǒng)的主要研究方向。但在設(shè)計和實現(xiàn)過程中，各種外部和內(nèi)部干擾源會降低測溫系統(tǒng)的實際測量精度。如,惠更斯電橋雖能夠反映出微弱信號變化，但惠更斯電橋存在較大的非線性誤差[1];阻值比較法的線性度較好，但目前的基于阻值比較法的測溫系統(tǒng)不能消除測溫回路中的熱電動勢對測溫精度的影響[2]，而且多采用分時采樣的方式，這無法消除因激勵電壓或者AD參考源的波動而引入的誤差[3]。

在某些特殊應(yīng)用場合，測溫電路設(shè)計不合理還將對測溫環(huán)境產(chǎn)生負(fù)面影響。如,在小體積精密測溫應(yīng)用中，測溫電路的自熱效應(yīng)將使得流經(jīng)鉑電阻器的工作電流產(chǎn)生較大的熱量積累，進而導(dǎo)致測溫環(huán)境的溫升誤差[4]。通過控制恒流源的工作時間[5]和利用脈沖電流代替測溫電路的恒定電流[4]可有效減小自熱效應(yīng)，但如果恒流源和脈沖電流的工作周期選擇不適當(dāng)，將導(dǎo)致采樣誤差和降低測溫頻率，從而影響測溫的準(zhǔn)確性。

基于此，本文設(shè)計了一種高精度低自熱多通道測溫系統(tǒng)。該測溫系統(tǒng)利用阻值比較法與差分放大電路提高測溫精度；利用序列激勵電壓控制保證測溫準(zhǔn)確性，這對于高精度測溫系統(tǒng)應(yīng)用具有重要的實際意義。

1 總體方案設(shè)計

為滿足測溫系統(tǒng)同時兼顧高精度、低自熱和多通道的優(yōu)點，總體方案如圖1所示。

圖1 總體方案設(shè)計圖

1)高精度測溫單元：基于阻值比較法的測溫電路，Pt 1 000測溫信號經(jīng)差分電路差分放大后送入AD模擬輸入端，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后送入處理器。

2)低自熱控制單元：通過控制激勵開關(guān)的通斷產(chǎn)生激勵測溫回路的電壓序列，減小自熱效應(yīng)。

3)多通道采樣單元：差分輸入下，利用AD7608的8路輸入，可同時完成4通道溫度采集，滿足多通道測溫需求。

4)主控與輔助電路單元：MSP430F149單片機具有豐富的片上外圍資源，可滿足多通道測溫的需求；且具有封裝小、超低功耗等優(yōu)點。輔助電路單元包括液晶顯示、串口發(fā)送和電源電路[6]。

2 測溫電路參數(shù)設(shè)計

基于阻值比較法的測溫電路如圖2所示。

圖2 測溫電路原理圖

由圖2中，R1為鉑電阻，R2為參考電阻，且已知阻值，R3，R4為分壓電阻，R7，R8，R9，R10為導(dǎo)線電阻。UR1與UR2可直接測得，根據(jù)公式

可得

進而通過計算得到實際測量溫度。

通常，當(dāng)流經(jīng)鉑電阻器電流超過0.5 mA時，鉑電阻器的自熱效應(yīng)會影響測量精度[5]。根據(jù)下列公式可得

(1)

根據(jù)元件實際選型可得，R3+R4=20 kΩ。已知差分放大器INA118電壓輸入閾值為4.2 V，則可令分壓電阻R3=R4=10 kΩ，這既保證鉑電阻器的自熱效應(yīng)不會影響測溫精度，又保證差分輸入不超過輸入閾值。

由于導(dǎo)線上存在雜散電阻，導(dǎo)線電阻使得測量電壓低于實際電壓。要消除導(dǎo)線電阻的引入誤差，可以采用差分輸入方式。由圖2所示，理想情況下，差分放大器INA118輸出如式(2)、式(3)所示

(2)

(3)

(4)

因此，差分輸入方式可以很好地消除導(dǎo)線電阻對測溫精度的影響。

當(dāng)測溫回路的激勵電壓或者參考源存在波動時，AD量化誤差必然存在，可同時采樣UR1和UR2來消除量化誤差。考慮到測溫系統(tǒng)具有高精度和多輸入通道的特點，選擇具有8路輸入的18位同步采樣A/D轉(zhuǎn)換器AD7608。AD7608內(nèi)置的2.5 V恒壓源通過內(nèi)部電路轉(zhuǎn)換為4.5 V參考源。此時，AD7608的分辨力為

設(shè)鉑電阻器工作在某溫度下，當(dāng)溫度變化0.004 ℃時，鉑電阻兩端電壓變化值為

5 V=0.003 303 5 mV.

為使AD7608能夠分辨出0.008 ℃溫度變化，則此時放大倍數(shù)G應(yīng)滿足下式

(5)

已知參考源為4.5 V，當(dāng)環(huán)境溫度為200 ℃時，對應(yīng)鉑電阻器阻值R1=1 758.56 Ω，則采樣信號需滿足下式

(6)

即G≤11.65。綜上，10.39≤G≤11.65。由式(2)可得，4.69 kΩ≤R5≤5.32 kΩ。根據(jù)元件實際選型，R5=5.1 kΩ，此時G=10.8;同理，R6=5.1 kΩ。

根據(jù)以上計算可知，在-40～200 ℃測溫范圍內(nèi)，高精度測溫單元的測溫精度最高可達0.004 ℃，該單元適用于大部分高精度測溫場合。

3 序列電壓激勵回路設(shè)計

3.1 序列激勵設(shè)計

鉑電阻器的自熱效應(yīng)會對小體積或者密閉空間的測溫產(chǎn)生負(fù)面影響，主要原因是自熱引起的環(huán)境溫升[4]。表1給出了不同激勵周期下的鉑電阻器發(fā)熱量對比。

表1 不同激勵周期下鉑電阻發(fā)熱量

由表1可知，工作1 h后，模式1發(fā)熱量大于其他模式4倍以上；模式2、模式3和模式4的發(fā)熱量隨激勵時間的延長而增加，當(dāng)發(fā)熱量累積到一定程度就會影響實際測溫精度。因此，設(shè)計能產(chǎn)生激勵電壓序列的低自熱控制單元來減小自熱效應(yīng)的影響。

如圖2所示，低自熱控制單元由A單元和B單元組成，低自熱控制單元通過控制激勵開關(guān)K產(chǎn)生激勵電壓序列。激勵周期由穩(wěn)定周期T1、采樣周期T2和空激勵周期T3組成。在測溫速率一定的情況下，最大限度地提高T3占空比，可以有效減小鉑電阻器自熱效應(yīng)。

設(shè)測溫采樣速率為fTM，則激勵周期TTM=1/fTM。T1由激勵開關(guān)的動作時間決定。設(shè)激勵開關(guān)的動作時間為Ts，當(dāng)T1≥10Ts時，可保證激勵電壓不會因激勵開關(guān)抖動而波動。T2與AD采樣周期和采樣次數(shù)相關(guān)。設(shè)AD采樣周期為tAD，采樣總周期為TAD，程序執(zhí)行時間為L，當(dāng)采樣N次時，TAD=NtAD+L。為保證采樣穩(wěn)定性，在開始階段預(yù)留M個AD采樣周期，則

TAD≥(N+M)tAD+L.

(7)

T3主要由測溫速率和對外輻射熱量決定。已知激勵周期為TTM，則空激勵周期T3=TTM-T1-T2。此時，可保證在T1,T2滿足條件的前提下，T3占空比最大。

根據(jù)以上原則，已知測溫速率為4 Hz，即TTM為250 ms。選擇歐姆龍G6S系列繼電器作為激勵開關(guān)時，已知繼電器的動作時間為4 ms，則T1=40 ms;已知AD7608采樣速率為3.125 kHz，則rAD=0.32 ms;已知T1=40 ms，則可令M=0。在激勵周期內(nèi)采樣100次數(shù)據(jù)做平均，則tAD=32 ms。調(diào)整主程序使得L=40 ms，由式(5)可知，T2≥72 ms，取T2=80 ms，即滿足設(shè)計要求。已知TTM=250 ms，T1=40 ms，T2=80 ms，則T3=130 ms。因此，選擇歐姆龍G6S系列繼電器作為激勵開關(guān)，按以上要求配置即可保證自熱效應(yīng)最小。

3.2 調(diào)向激勵設(shè)計

鉑電阻器和銅導(dǎo)線因材質(zhì)不同，相互接觸時會產(chǎn)生熱電動勢。例如：假設(shè)鉑電阻器工作環(huán)境溫度為30 ℃，銅導(dǎo)線兩端存在2 ℃溫差，根據(jù)GB/T 2903—1998附錄A中表A2所列分度表[7]可知，此時熱電動勢為

EAB(30,29 ℃)=f(30 ℃)-f(29 ℃)=0.007 mV.

由圖2所示，當(dāng)溫度變化0.004 ℃時，ΔRt=0.015 4 Ω，此時ΔUPt1000=0.003 3 mV，即熱電動勢影響測溫精度。

為此，設(shè)計三點激勵來實現(xiàn)調(diào)向激勵設(shè)計。如圖2所示，A點為正向激勵，B點為空激勵，C點為反向激勵。設(shè)UE為實測R1兩端電壓，Ue為R1真實電壓，U*為熱電動勢。因為熱電動勢與電流方向無關(guān)，則

當(dāng)激勵開關(guān)K在A時

UE=Ue+U*;

(8)

當(dāng)激勵開關(guān)K在C時

UE=Ue-U*.

(9)

式(8)和式(9)相加化簡后得到

UE=Ue.

(10)

由式(10)可知，采樣激勵調(diào)向前后的電壓信號，將采樣值相加后再做平均即可消除熱電動勢。

綜上所述，低自熱控制單元通過控制G6S系列繼電器來實現(xiàn)序列激勵測溫回路，從而減小自熱效應(yīng)；通過控制G6S系列繼電器來實現(xiàn)調(diào)向激勵，從而消除熱電動勢。激勵周期由正激勵周期Tf與反激勵周期Tb構(gòu)成,反激勵子周期激勵方向相反，與正激勵子周期長度相同，作用一致。各激勵周期時序如圖3所示。

圖3 激勵周期時序圖

4 多通道采樣單元設(shè)計

AD7608具有8路輸入，已知單路測溫需要2個模擬輸入端配合完成，則AD7608可同時進行4路測溫。模擬輸入端V1,V2,V3和V4由CONVST A控制，模擬輸入端V5,V6,V7和V8由CONVST B控制，MCU通過同時控制CONVST A,CONVST B來實現(xiàn)同時采樣8路輸入信號。轉(zhuǎn)換完畢后，數(shù)據(jù)通道DB0～DB15分2次將18位轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)送出。AD7608的輸出電平為可選擇的3.3 ，5 V，因MSP430F149輸出3.3 V COMS電平，通過配置23管腳使得AD7608輸出3.3 V COMS電平，從而實現(xiàn)與單片機直連。

5 數(shù)字濾波補償單元設(shè)計

測溫電路噪聲和鉑電阻器的非線性是影響測溫電路準(zhǔn)確性的主要因素。對于測溫電路噪聲，考慮到溫度是大慣性環(huán)節(jié)，可設(shè)計合適的低通濾波器予以消除，而分段線性擬合則是減小鉑電阻器非線性的有效途徑。

5.1 數(shù)字低通濾波器設(shè)計

設(shè)計巴特沃思低通濾波器濾除測溫回路噪聲。當(dāng)設(shè)計指標(biāo)選為：αP=3 dB，αS=40 dB，EP=0.02，數(shù)字濾波器為

H(z)=

采用高精度、低溫漂固值電阻器(對應(yīng)溫度點36.077 5 ℃)做長時間溫度測試，可以得到數(shù)字濾波器的實際濾波效果如圖4所示。

圖4 測溫數(shù)據(jù)濾波效果圖

由圖4所示的濾波前后輸出曲線可知，數(shù)字濾波器很好地濾除噪聲，實際測溫誤差小于0.008 ℃，并且隨著工作時間增長，濾波器平滑數(shù)據(jù)的效果更加明顯。

5.2 非線性誤差補償算法

鉑電阻器作為高精度溫度敏感元件，其阻值與溫度之間存在非線性，其計算公式

Rt=R0(1+At+Bt2),

(11)

式中A=3.908 3×103，B=-5.775×107，R0=1 000 Ω。根據(jù)式(11)計算可知，若忽略二次方項并在0～100 ℃進行線性擬合，因忽略二次項產(chǎn)生的最大誤差為1.5 ℃。

分段線性擬合能減小非線性誤差。在分段擬合過程中，分段數(shù)需根據(jù)測溫精度要求確定，即非線性誤差小于測溫精度3倍以上。計算可知，在-40～200 ℃范圍內(nèi)，24等分和48等分條件下分段線性擬合的非線性誤差分別為0.004，0.000 1 ℃，如圖5所示?？紤]到測溫電路和元件的非線性影響，則采用48等分對鉑電阻器進行非線性誤差補償。

圖5 分段擬合非線性誤差比對

6 實驗測試

根據(jù)鉑電阻分度表，在-40～200 ℃范圍內(nèi)選取-30,80,190 ℃附近的溫差約為6 ℃的測試范圍驗證測溫精度，并選用低溫漂高精度的固值電阻器做長時間測試，截取部分溫度誤差數(shù)據(jù)如圖6～圖8所示。由圖6～圖8可知，高頻噪聲基本被濾除干凈，實際測溫精度能夠達到±0.008 ℃，滿足設(shè)計要求。

圖6 -30 ℃附近的溫度誤差曲線

圖7 80 ℃附近的溫度誤差曲線

圖8 190 ℃附近的溫度誤差曲線

7 結(jié) 論

基于實測試驗結(jié)果可知，高精度低自熱多通道測溫系

統(tǒng)的測溫精度為±0.008 ℃，并且可以提高測溫精度，消除熱電動勢對測溫精度的影響，降低自熱效應(yīng)對測溫準(zhǔn)確度的影響，而且還可用于多路測溫的場合。對于工業(yè)生產(chǎn)和軍事領(lǐng)域中需要高精度多路測溫的場合來說，高精度低自熱多通道測溫系統(tǒng)有著重要意義。

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