應用于DTMB系統(tǒng)的信道估計及均衡改進算法

黃華松，王長龍，常 林，曹 文

（1.深圳數(shù)字電視國家工程實驗室，廣東 深圳 518057；2.深圳市國微電子有限公司，廣東 深圳 518057）

為了促進數(shù)字電視的推廣普及，世界各國政府和科研機構都積極研究和制定數(shù)字電視廣播傳輸標準。這些標準主要包括衛(wèi)星傳輸、有線傳輸以及地面無線傳輸三種傳輸方式，其中以地面數(shù)字電視傳輸標準備受關注。幾乎所有國家均將地面數(shù)字電視作為公益事業(yè)，和地面模擬電視一樣均采用免費收看模式，無論有線、衛(wèi)星是否覆蓋，地面數(shù)字電視是一種必備的手段。經(jīng)過多年堅持不懈的研究和發(fā)展，世界各國在地面數(shù)字電視廣播技術領域取得了很多成果，目前已經(jīng)提出的歐洲的DVB-T、美國的ATSC、日本的ISDB-T、中國的DTMB這4個地面數(shù)字電視標準，并且都達到實用階段。

針對中國的DTMB系統(tǒng)而言，如何提高和改善信道估計算法的精度，以及信道均衡技術，已成為制約其接收性能的主要因素之一。

中國的DTMB系統(tǒng)采用兩種載波模式，同時融合了多載波和單載波傳輸技術，它的數(shù)據(jù)幀均由幀頭以及幀體兩部分組成，可分成3種組合方式，其中一種組合包括420個符號的幀頭以及3 780個符號的幀體，此組合為PN420組合，另外兩種模式的幀頭符號不相同，分別為PN595組合（單載波）和PN945組合（多載波）。

傳統(tǒng)的信道估計的方法主要分為兩種[1-2]：

1）對接收到的數(shù)據(jù)（幀頭數(shù)據(jù)）以及本地數(shù)據(jù)（本地已知的PN碼）做快速傅里葉變換（FFT），然后對應點相除，再對商做快速傅里葉反變換（IFFT），得到信道估計的沖激響應值，簡稱頻域法。

2）對接收到的數(shù)據(jù)（幀頭數(shù)據(jù)）以及本地數(shù)據(jù)（本地已知的PN碼）做循環(huán)相關，消除循環(huán)頭帶來的干擾徑（只有多載波模式下的兩種幀頭模式存在這種干擾，單載波模式下不存在該項干擾），得到信道估計的沖激響應值，簡稱時域法。

但是無論哪種方法得到信道估計的沖激響應值，都無法避免含有噪聲干擾，使得后面信道均衡效果變差。本文介紹了一種基于沖激響應濾波的信道估計及均衡改進算法，在頻域法的基礎之上，通過設計和優(yōu)化算法，提高了信道估計和信道均衡的性能，從而提高接收機的接收性能。

1 DTMB信道時域沖激響應濾波方法

DTMB系統(tǒng)的內(nèi)接收機結構如圖1所示。

圖1 DTMB系統(tǒng)的內(nèi)接收機結構框圖

DTMB系統(tǒng)的內(nèi)接收機分為兩個模塊：1）定時同步與載波同步；2）信道估計與均衡。此處定義射頻端接收到的信號用Rx(t)表示，即

式中：data(t)表示發(fā)射端發(fā)射的DTMB的連續(xù)幀數(shù)據(jù)；n(t)表示高斯白噪聲信號；?表示卷積運算；h(t)表示傳輸空間的多徑干擾。假設其是一個廣義平穩(wěn)非相關散射下的多徑時變信道，信道沖激響應可表示為

式中：hi為第i條路徑的復數(shù)增益；τi為第i條路徑的延時；N是總路徑數(shù)，各條路徑之間互不相關。

定時同步與載波同步模塊消除了由晶振頻率的偏差以及收發(fā)系統(tǒng)的采樣率帶來的偏差，并指示出數(shù)據(jù)中的幀起始位置。本文把消除上述偏差之后的數(shù)據(jù)用離散序列Rx(n)表示，即

式中：n表示采樣點，有n=k∈ Ts，k∈ (0,∞)；Ts表示單倍采樣周期，在本文中采用1/Ts=30.24MHz。

信道估計與均衡模塊主要功能是從同步模塊的輸出信號Rx(n)中恢復出data(n)，具體步驟如下：

1）根據(jù)同步模塊[3-4]指示的幀頭起始信號，接收長度為l=pn_l+h_l的數(shù)據(jù)。并根據(jù)幀序號產(chǎn)生本地Pn。其中，pn_l為Pn的長度。針對不同的幀頭模式，其大小不一樣。對幀頭模式一來講，pn_l=420；對幀頭模式二來講，pn_l=595；對幀頭模式三來講，pn_l=945；h_l為信道沖激響應的長度，在此設置為 pn_l+300。如果按此設置，可知本文信道估計的最長延時為t=h_l×Ts=h_l×Fs。

2）首先將接收到的幀頭數(shù)據(jù)填充0，使得其長度為N ，有N＞pn_l+h_l，用Rxpn(n)表示。

3）同樣，將本地產(chǎn)生的Pn填充0，使得其長度為N ，用lcpn(n)表示。

4）分別對第2）、第3）步的數(shù)據(jù)計算N點FFT，分別得到頻域上的數(shù)據(jù)，如式（4）、式（5）所示。在本文中，為電路實現(xiàn)方便，取N=3 780。

5）計算信道沖激響應的頻域響應，即

如果 pF的3 780個點中含有0值時，則在對應點上設置HF=DF。

6）將第5）步得到的信道沖激響應的頻域響應轉換成時域沖激響應，即

7）對第6）步中得到的時域沖激響應值根據(jù)不同情況進行濾波，為和均衡時的方法區(qū)分，該濾波的方法可以稱為時域濾波。將經(jīng)過濾波后的數(shù)據(jù)記為hf(n)。

8）對接收到的數(shù)據(jù)進行循環(huán)重構。循環(huán)重構分為數(shù)據(jù)幀體和幀頭重構，重構的方法如圖2所示，重構后的數(shù)據(jù)用dm(n)表示。

對于圖2中幀頭尾1的計算方法如下：

首先，計算第i幀幀頭序列（本地PN序列） ph(n)。

其次，計算第i幀幀頭經(jīng)過信道hf(n)后的幀頭對幀體的干擾1，記為c(n)，如

式中：hf_l為hf(n)的長度。

假設接收的第i+1幀幀頭數(shù)據(jù)記為Rxpn(n)，對于圖2中數(shù)據(jù)尾2（用data_suf(n)表示）計算方法如

9）對循環(huán)重構后的數(shù)據(jù)進行均衡，用equ(n)表示

式中：Hf_ave為頻域濾波后的數(shù)據(jù)，為前后相連兩幀估計得到的Hf=FFT(hf(n))的平均值。

在上述步驟中，最為重要的部分就在于第7）步信道估計的時域濾波這個過程，現(xiàn)將整個過程描述如下：

1）通過第6）步，計算信道估計值h(n)，找出能量最強的6根徑h(pi)，按能量從大到小排序，得到當前幀的能量徑函數(shù)，并獲得所述能量徑對應位置的位置函數(shù)。

在h(n)中找到最強徑并排序，如

2）連續(xù)接收三幀估計值，根據(jù)位置函數(shù)以及粗估計函數(shù)計算當前幀的方差和，區(qū)分信道特征，即區(qū)分傳輸信道的動靜態(tài)特性，方法如下：

（1）當前幀的粗估計函數(shù)在位置函數(shù)對應位置的值與前一幀的估計函數(shù)在相同位置的值的差的平方；當前幀統(tǒng)計位置函數(shù)所有位置的平方，并與前一幀的統(tǒng)計值相加，得到當前幀的方差和，用V ari表示。

式中：h0，h-1，h-2分別表示當前幀、上一幀、上上幀的信道估計沖激響應；p0i，p-1i表示當前幀和上一幀信道沖激響應值最強6根徑的位置。

（2）將方差和與當前幀的最強能量徑的8倍進行判斷，若連續(xù)16幀的方差和均大于其對應的當前幀的最強能量徑的8倍，即V ari＞8×(h0(p0i))2，則判斷動靜態(tài)信道類型為動態(tài)信道（ChDplFlg=1），否則判斷動靜態(tài)信道類型為靜態(tài)信道（ChDplFlg=0）。

3）當信道類型為靜態(tài)信道時，區(qū)分類高斯信道及普通多徑信道。類高斯信道主要包括高斯信道和萊斯信道，這類信道的主要特點是信道能量主要集中一根徑。這樣在做FFT時則需要更多的位寬，需要FFT電路邏輯資源比較多。解決方法是遇到類高斯信道時則將輸入信號的能量降低0.8倍或者將輸入信號進行相位旋轉使得h(p0)=hi(p0)+i×hq(p0)的 復 分 量 能 量 相 等（ ||hi(p0)= ||hq(p0)）即可。判斷方法如下，當下面的表達式滿足時則為類高斯信道

4）判斷兩條強徑0 dB信道（FlgTwoPath=1）和普通長時延多徑信道（FlgTwoPath=0）。這兩種信道頻域均衡影響很大，在反復計算FFT時，會帶來很多的計算誤差和信道誤差。

判斷方法如下：

計算{ pi}中的最大值以及最小值，記為 pi_max，pi_min。

當 pi_max-pi_min≥220 且 |h(pi_max) |＜0.5× | h(p0)|時，信道道類型為普通長時延多徑信道。

當 pi_max-pi_min≥220且 | h(pi_max)|≥0.5×| h (p0)|且 pi_max≠ p0時，信道類型為普通兩強徑0 dB信道。

否則，為普通多徑信道。

5）計算信道噪聲。連續(xù)接收3幀估計值h0，h-1，h-2，并按照動靜態(tài)信道類型對其求平均，即

計算信道噪聲方法如下

6）設置時域沖激響應的第一級濾波處理。

設置一級濾波器的噪聲門限noi_th，如下式所示

對have(n)進行濾波得到hf1(n)，如

7）設置時域沖激響應的第二級濾波處理。

設置第二級濾波的噪聲門限noi2_th，如

在hf1(n)中不為0的位置（即 ||hf1(pos)≠ 0）左右開窗，開窗大小為左右6根徑，即

第6）步、第7）步濾波示意圖如圖3所示。

8）根據(jù)動靜態(tài)性能進行多徑同步以及頻域濾波。

由于動態(tài)信道的首徑很難跟蹤，從而使得均衡接收到的幀頭可能會發(fā)生偏移，最終導致信道沖激響應的首徑可能會發(fā)生偏移。主要的解決方法是統(tǒng)計幀長是否為標準幀長，如果連續(xù)多幀發(fā)生偏移則確認本次偏移。頻域濾波方法即采用前后兩幀的信道估計的頻域響應的平均值。

2 算法的實現(xiàn)以及實驗結果

根據(jù)上文的信道估計及均衡以及信道沖激濾波的方法，本文設計一次迭代的算法，算法流程如圖4所示。

依照上文設計的算法，信道估計及均衡的性能得到了很大的提升，圖5是在多載波PN420的幀頭模式下的性能仿真結果。

選取表1中DTMB系統(tǒng)常用的4種多載波工作模式，并對使用該算法的FPGA驗證平臺進行接收性能的評估。

表1 DTMB系統(tǒng)常用的4種多載波工作模式

測試結果如表2所示。

相同工作模式下，中國地面數(shù)字電視接收性能指標要求[5-6]如表3所示。

表2 該算法在FPGA驗證平臺上的測試結果

表3 中國地面數(shù)字電視接收性能指標

對比表2與表3的結果，可以清楚地看到使用該算法的接收機的接收性能在不同信道中的表現(xiàn)已經(jīng)超過越了中國地面數(shù)字電視接收標準所要求的指標，進一步提高了DTMB接收機的接收性能。

在實驗室所使用的測量方法嚴格依照工業(yè)及信息化部頒布的《地面數(shù)字電視接收器測量方法》[7]、《地面數(shù)字電視接收機測量方法》[8]執(zhí)行。

3 小結

從實驗室測試結果來看，該算法極大地提高了性能，已經(jīng)超越了現(xiàn)有的中國地面數(shù)字電視接收標準要求。另外，從電路設計角度來看，本算法模塊化比較明顯，可以極大地利用和共用各種資源。從FPGA綜合結果來看，信道估計及均衡總共使用了150萬門電路，其中FFT模塊占用了大約60萬門，除法器占用了大概12萬門，RAM大約占用了大約60萬門，這在市場上也是極具挑戰(zhàn)性和極強競爭力的。

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[1]YANG Fang，WANG Jintao，WANG Jun，et al.Channel estimation for the Chinese DTTB system based on a novel iterative PN sequence reconstruction[C]//Proc.IEEE International Conference on Communi?cations Workshops.Beijing：IEEE Press，2008：285-289.

[2]趙小祥.多載波數(shù)字電視廣播系統(tǒng)中的同步和信道估計算法研究及實現(xiàn)[D].杭州：浙江大學，2007.

[3]趙修齊.中國地面數(shù)字電視多載波模式（DMB-T）同步技術研究[D].成都：電子科技大學，2008.

[4]GB20600—2006，數(shù)字電視地面廣播傳輸系統(tǒng)幀結構、信道編碼和調制[S].2006.

[5]GB/T 26683—2011，地面數(shù)字電視接收器通用規(guī)范[S].2011.

[6]GB/T 26686—2011，地面數(shù)字電視接收機通用規(guī)范[S].2011.

[7]GB/T 26684—2011，地面數(shù)字電視接收器測量方法[S].2011.

[8]GB/T 26685—2011，地面數(shù)字電視接收機測量方法[S].2011.