一種新的基于共模扼流圈傳導干擾模態(tài)分離網(wǎng)絡

馮強+廖成+熊祥正

摘 要： 測試傳導性干擾的模態(tài)噪聲，是設計電磁干擾（EMI）濾波器的前提條件。共模扼流圈能夠抑制共模模態(tài)，而不影響差模電流的輸出。根據(jù)共模扼流圈這一特點，設計一種由兩個共模扼流圈為核心的共模/差模分離網(wǎng)絡，實現(xiàn)共模電壓和差模電壓的同時輸出。仿真結(jié)果表明，在150 kHz～30 MHz的測試頻帶，輸入端口阻抗基本在50 Ω，并且共模傳遞比（CMTR）、差模抑制比（DMRR）、差模傳遞比（DMTR）及共模抑制比（CMRR）四個結(jié)果顯示了該分離網(wǎng)絡的良好模態(tài)分離效果。

關(guān)鍵詞： 共模扼流圈； 分離網(wǎng)絡； 共模傳遞比； 差模抑制比； 差模傳遞比； 共模抑制比

中圖分類號： TN710?34； TM937.4 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）15?0076?03

A novel modal separation network for conducted electromagnetic interference

based on common mode chokes

FENG Qiang， LIAO Cheng， XIONG Xiang?zheng

（Institute of Electromagnetic Field and Microwave Technology， Southwest Jiaotong University， Chengdu 610031， China）

Abstract： Testing for conducted electromagnetic interference is a precondition for design of EMI filters. The common mode choke can reject the common mode （CM） modal， but does nothing with the output of differential mode （DM） current. According to this characteristic of CM choke， a novel separation network for CM and DM EMI was designed to carry out the voltage output of both CM and DM， which consists of two common mode chokes. The simulation results indicates that the input impedances holds on 50 Ω at the frequency range of 150 kHz～30 MHz. The four results of CM transmission ratio （CMTR）， DM rejection ratio （DMRR）， DM transmission ratio （DMTR） and CM rejection ratio （CMRR） revealed the perfect mode separation performance of this separation network.

Keywords： common mode choke； separation network； CM transmission ratio； DM rejection ratio； DM transmission ratio； CM rejection ratio

0 引 言

傳導性干擾模態(tài)可以分為共模干擾和差模干擾。在單相電源系統(tǒng)中，共模干擾存在于電源線與地之間，差模干擾存在于電源線構(gòu)成的回來之間。為了保障電力電子設備滿足相應的電磁兼容標準，EMI濾波器是一種有效的抑制手段。共模干擾和差模干擾的測量，是設計EMI濾波器的前提條件[1]。

國內(nèi)外研究不同的分離網(wǎng)絡[2?8]，測量共模和差模噪聲。美國Paul首先采用一對帶變比為1∶1的射頻變壓器作為核心[2]，提出一種帶機械式開關(guān)來選擇CM/DM的模態(tài)輸出的分離網(wǎng)絡。該網(wǎng)絡的輸入端口阻抗僅當噪聲源的阻抗為無窮大時為50 Ω。此后，See利用兩個寬頻帶射頻變壓器，使得“相線”和“中線”上的噪聲實現(xiàn)矢量“相加”、“相減”功能，分離出共模和差模信號，改進了由于機械開關(guān)帶來的不利影響[3]。Wang提出基于共模扼流圈的噪聲分離網(wǎng)絡，通過抑制共模噪聲獲得良好的共模抑制比（CM Rejection Ratio，CMRR）[6]。由此可見，共模扼流圈是設計分離網(wǎng)絡的一個不錯的選擇。為了滿足阻抗匹配條件，Wang網(wǎng)絡需要兩個特性阻抗分別為100 Ω和50 Ω的共模扼流圈，本文將在這方面進行改善。

本文設計一種基于共模扼流圈的傳導干擾共模差模分離網(wǎng)絡，所需主要元件為兩個特性阻抗均為100 Ω的共模扼流圈和一個變比為1∶1的異名端接的射頻變壓器。在150 kHz～30 MHz頻帶，輸入端口阻抗基本恒定50 Ω，仿真結(jié)果顯示了良好的分離效果。

1 基本設計理論

本節(jié)將從共模扼流圈的模型出發(fā)，介紹共模扼流圈的工作原理。之后，給出設計噪聲分離網(wǎng)絡的一般性要求，設計提供參考。

1.1 共模扼流圈模型

共模扼流圈可以分為共模模型和差模模型兩種。此兩種模型可以分別建立，從而分析共模扼流圈的工作原理。

圖1所示為共模扼流圈的模型圖。其中，P1，P2，P3和P4為共模扼流圈的四個端口。[L]表示電感值，[M]表示兩個電感之間的互感。輸入端P1，P2上流經(jīng)的電流，可以由下表表示：

[i1=icm+idm] （1）

[i1=icm-idm] （2）

圖1 共模扼流圈模型圖

假設共模扼流圈的自感為[L，]互感為[M，]忽略扼流圈的漏感和分布電容，則計算其中一個繞組的阻抗：

[Z=（jωLi1+jωMi2）i1] （3）

共模傳導時，有[i1=i2=icm，]則：

[Zcm=jω（L+M）=jωLcm] （4）

差模傳導時，有[i1=idm，][i2=-idm，]則：[Zdm=jω（L-M）=jωLdm] （5）

可見，若繞組是對稱的，并且所有磁通量集中在磁芯中，則[M=L，]即[Lcm=2L，][Ldm=0。]因此理想情況下，共模扼流圈對差模電流呈現(xiàn)零阻抗，而對共模電流，則相當于串聯(lián)一個具有很大阻抗的大電感。實現(xiàn)了對共模電流的抑制，從總信號中剝離出差模信號。

共模電流產(chǎn)生的磁通量在磁芯中疊加，而差模電流產(chǎn)生的磁通在磁芯中相減。共模扼流圈的重要優(yōu)點是，由高頻差模產(chǎn)生的磁通在磁芯中相互抵消，因而磁芯不會飽和。在理想情況下，共模扼流圈不會影響差模電流。

1.2 分離網(wǎng)絡設計要求

傳導EMI噪聲分離網(wǎng)絡的分離效果，可以由四個參數(shù)表征[6，9]：共模傳遞比（CM Transmission Ratio，CMTR），差模抑制比（DM Rejection Ratio，DMRR），差模傳遞比（DM Transmission Ratio，DMTR），共模抑制比（CMRR）。定義待測設備的實際共模和差模噪聲電壓分別為[Vicm]或者[Vidm，]經(jīng)過分離網(wǎng)絡測量所得共模和差模電壓分別為[Vocm]和[Vodm。]那么，它們可以由以下公式計算：[CMTRdB=20lgVocmVicm，][DMTRdB=20lgVodmVidm；][DMRRdB=][20lgVocmVidm，][CMRRdB=20lgVodmVicm。]

分離測試網(wǎng)絡的框圖如圖2所示。一端口和二端口連接于線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡（LISN）的輸出端，三端口和四端口分別連接干擾測試接收機，四個端口的阻抗要求均為50 Ω。

圖2 分離網(wǎng)絡

分離網(wǎng)絡必須滿足以下幾點要求[6]：

（1） DMRR和CMRR的分貝值很??；

（2） CMTR和DMTR的分貝值接近于0；

（3） 輸入阻抗在測量頻帶內(nèi)為50 Ω，輸入阻抗的值與噪聲源無關(guān)。

2 分離網(wǎng)絡設計實例

本文所設計的分離網(wǎng)絡拓撲圖如圖3所示，輸入電壓[V1]和[V2]經(jīng)過共模扼流圈T1，T2的作用，在電阻[R3]和[R4]上實現(xiàn)差模信號和共模信號的輸出。下面將從變壓器[T3]的選取，電阻值確定和共模扼流圈的特性阻抗確定三個方面分別闡述分離網(wǎng)絡中元件的選擇。

圖3 分離網(wǎng)絡拓撲圖

2.1 變壓器T3的選取

在單相系統(tǒng)中，共模電壓和差模電壓可以表述為：

[Vcm=V1+V22] （6）

[Vdm=V1-V22] （7）

共模扼流圈的作用是抑制共模，對差模信號的傳輸沒有阻礙作用。因此可以用共模扼流圈分離出差模干擾電壓。式（7）中的差?？梢酝ㄟ^共模扼流圈直接獲取，而共模信號可以看做輸入信號[V1]和[-V2]的差模信號，用公式表示，即：

[Vcm=V1+V22=V1-（-V2）2] （8）

將電壓輸入二端口連接一個變比為1∶1異名端接的射頻變壓器，實現(xiàn)電壓[V2]的反向輸出。[V1]和反相的[V2]經(jīng)過第二個共模扼流圈[T2，]那么就可以實現(xiàn)輸入電壓[V1]和[V2]的共模輸出。

2.2 電阻[R1]和[R3]的確定

[R3]和[R4]代表測試接收機，其阻抗值恒定為50 Ω。在共模扼流圈T1和兩個輸入端口構(gòu)成的回路中，存在：

[V1-V2=jωL-MIdm+R1Idm+Vdm+jωL-MIdm] （9）

將式（7）代入式（9），得：

[Vdm=R1Idm+jω?2L-MIdm]

即：

[50=R1+jω?2L-M] （10）

當耦合系數(shù)[k=1]時，互電感[M=L，]上式等號右邊虛部為零，串聯(lián)電阻[R1=50]Ω。同理，共模扼流圈T2的右邊串聯(lián)的電阻[R2=50]Ω。

2.3 共模扼流圈特性阻抗要求

對于共模扼流圈，磁芯上面的傳輸線可以視為均勻傳輸線，滿足[R=0]，[G=0]，那么其特性阻抗為：

[Z0=LkCp] （11）

式中：[Lk]為磁芯上電感的漏電感；[Cp]為兩個電感之間的分布電容。

根據(jù)傳輸線理論，共模扼流圈中任意一點[d]處的輸入阻抗可以表示為[7]：

[Zin=Z0Z1+jZ0tanβdZ0+jZ1tanβd] （12）

式中：[β]為相移常熟；[Z1]為終端阻抗；[Z0]為傳輸線變壓器的特性阻抗。

本設計中終端負載為[Z1=100]Ω，對于差模阻抗[Zin=]100 Ω，所以要求共模扼流圈的特性阻抗[Z0=100]Ω。相比于文獻[6]中要求設計特性阻抗為100 Ω和50 Ω的不同扼流圈，得到了簡化。

總之，圖3中[R1，][R2，][R3]和[R4]的值均為50 Ω，[T1]和[T2]為特性阻抗為100 Ω的共模扼流圈，[T3]為異名端接，變比為1∶1，[R2]輸出差模電壓，[R4]輸出共模電壓。

3 仿真結(jié)果

忽略傳輸線的電阻和電導，考慮共模扼流圈的仿真模型[9]，在仿真軟件中建立所提分離網(wǎng)絡的電路仿真模型，共模扼流圈的耦合系數(shù)[M=]0.995，交流掃頻頻帶為150 kHz～30 MHz，計算端口阻抗、CMTR，DMTR，CMRR和DMRR頻率曲線。仿真結(jié)果如圖4～圖6所示。

圖4為端口一和端口二的輸入阻抗隨頻率變化的曲線。從圖中可以看出，端口一和端口二的輸入阻抗在整個測試頻帶內(nèi)都一致。且在150 kHz～10 MHz頻帶范圍內(nèi)，阻抗均為50 Ω。在10～30 MHz，阻抗隨著頻率上升，但小于60 Ω?？偟膩碚f，在150 kHz～30 MHz的頻帶內(nèi)，端口阻抗符合要求。

圖4 端口輸入阻抗

圖5 DMTR和CMRR頻率特性曲線

圖6 CMTR和DMRR頻率特性曲線

圖5所示為DMTR和CMRR隨頻率變化的曲線，圖6所示為CMTR和DMRR隨頻率變化的曲線。從圖中可以得到，DMTR和CMTR大于-2 dB，有良好的傳輸效果。CMRR在-100 dB以下，達到了良好的CM抑制效果，DMRR也在-45 dB以下，DM抑制效果也比較好。

4 結(jié) 論

本文基于共模扼流圈的工作原理，設計了一種傳導干擾共模/差模分離網(wǎng)絡，能夠?qū)崿F(xiàn)共模噪聲和差模噪聲的同時輸出。依據(jù)分離網(wǎng)絡的設計要求，分析了所提出的分離網(wǎng)絡中元器件的選取過程，考慮共模扼流圈的高頻模型，仿真分離網(wǎng)絡的分離效果。仿真結(jié)果表明，端口輸入阻抗?jié)M足要求，CMTR，DMTR，CMRR和DMRR特性曲線顯示了良好的共模/差模分離效果。

參考文獻

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[8] 王坤，張磊，張向明，等.基于傳輸線變壓器的傳導干擾分離網(wǎng)絡[J].電測與儀表，2010，47（11）：63?67.

[9] 賈科林.EMI電源濾波器優(yōu)化設計[D].成都：電子科技大學，2005.

3 仿真結(jié)果

忽略傳輸線的電阻和電導，考慮共模扼流圈的仿真模型[9]，在仿真軟件中建立所提分離網(wǎng)絡的電路仿真模型，共模扼流圈的耦合系數(shù)[M=]0.995，交流掃頻頻帶為150 kHz～30 MHz，計算端口阻抗、CMTR，DMTR，CMRR和DMRR頻率曲線。仿真結(jié)果如圖4～圖6所示。

圖4為端口一和端口二的輸入阻抗隨頻率變化的曲線。從圖中可以看出，端口一和端口二的輸入阻抗在整個測試頻帶內(nèi)都一致。且在150 kHz～10 MHz頻帶范圍內(nèi)，阻抗均為50 Ω。在10～30 MHz，阻抗隨著頻率上升，但小于60 Ω。總的來說，在150 kHz～30 MHz的頻帶內(nèi)，端口阻抗符合要求。

圖4 端口輸入阻抗

圖5 DMTR和CMRR頻率特性曲線

圖6 CMTR和DMRR頻率特性曲線

圖5所示為DMTR和CMRR隨頻率變化的曲線，圖6所示為CMTR和DMRR隨頻率變化的曲線。從圖中可以得到，DMTR和CMTR大于-2 dB，有良好的傳輸效果。CMRR在-100 dB以下，達到了良好的CM抑制效果，DMRR也在-45 dB以下，DM抑制效果也比較好。

4 結(jié) 論

本文基于共模扼流圈的工作原理，設計了一種傳導干擾共模/差模分離網(wǎng)絡，能夠?qū)崿F(xiàn)共模噪聲和差模噪聲的同時輸出。依據(jù)分離網(wǎng)絡的設計要求，分析了所提出的分離網(wǎng)絡中元器件的選取過程，考慮共模扼流圈的高頻模型，仿真分離網(wǎng)絡的分離效果。仿真結(jié)果表明，端口輸入阻抗?jié)M足要求，CMTR，DMTR，CMRR和DMRR特性曲線顯示了良好的共模/差模分離效果。

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[9] 賈科林.EMI電源濾波器優(yōu)化設計[D].成都：電子科技大學，2005.

3 仿真結(jié)果

忽略傳輸線的電阻和電導，考慮共模扼流圈的仿真模型[9]，在仿真軟件中建立所提分離網(wǎng)絡的電路仿真模型，共模扼流圈的耦合系數(shù)[M=]0.995，交流掃頻頻帶為150 kHz～30 MHz，計算端口阻抗、CMTR，DMTR，CMRR和DMRR頻率曲線。仿真結(jié)果如圖4～圖6所示。

圖4為端口一和端口二的輸入阻抗隨頻率變化的曲線。從圖中可以看出，端口一和端口二的輸入阻抗在整個測試頻帶內(nèi)都一致。且在150 kHz～10 MHz頻帶范圍內(nèi)，阻抗均為50 Ω。在10～30 MHz，阻抗隨著頻率上升，但小于60 Ω?？偟膩碚f，在150 kHz～30 MHz的頻帶內(nèi)，端口阻抗符合要求。

圖4 端口輸入阻抗

圖5 DMTR和CMRR頻率特性曲線

圖6 CMTR和DMRR頻率特性曲線

圖5所示為DMTR和CMRR隨頻率變化的曲線，圖6所示為CMTR和DMRR隨頻率變化的曲線。從圖中可以得到，DMTR和CMTR大于-2 dB，有良好的傳輸效果。CMRR在-100 dB以下，達到了良好的CM抑制效果，DMRR也在-45 dB以下，DM抑制效果也比較好。

4 結(jié) 論

本文基于共模扼流圈的工作原理，設計了一種傳導干擾共模/差模分離網(wǎng)絡，能夠?qū)崿F(xiàn)共模噪聲和差模噪聲的同時輸出。依據(jù)分離網(wǎng)絡的設計要求，分析了所提出的分離網(wǎng)絡中元器件的選取過程，考慮共模扼流圈的高頻模型，仿真分離網(wǎng)絡的分離效果。仿真結(jié)果表明，端口輸入阻抗?jié)M足要求，CMTR，DMTR，CMRR和DMRR特性曲線顯示了良好的共模/差模分離效果。

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