DMR標(biāo)準(zhǔn)物理層接收算法設(shè)計(jì)

楊青山+王冬海+胡漢武

摘 要： DMR物理層標(biāo)準(zhǔn)采用的是4FSK調(diào)制技術(shù)，其具有TDMA雙時(shí)隙結(jié)構(gòu)、頻譜效率高、通信距離遠(yuǎn)、抗干擾能力強(qiáng)以及語(yǔ)音數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)功能豐富等特點(diǎn)。DMR標(biāo)準(zhǔn)提高了頻譜使用率，擴(kuò)大了通信容量，提高了溝通效率，節(jié)約了使用成本，使用戶獲得高效的無(wú)線通信服務(wù)。在此介紹了一種基于差分解調(diào)結(jié)構(gòu)的接收算法，該算法易于實(shí)現(xiàn)，并且接收靈敏度滿足DMR測(cè)試指標(biāo)。

關(guān)鍵詞： DMR； 差分解調(diào)； 物理層標(biāo)準(zhǔn)； 時(shí)隙結(jié)構(gòu)

中圖分類號(hào)： TN929.52?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2014）15?0070?03

Receiving algorithm for DMR standard physical layer

YANG Qing?shan， WANG Dong?hai， HU Han?wu

（Guangzhou Haige Communications Group Incorporated Company， Guangzhou 510663， China）

Abstract： 4FSK technology is adopted in DMR physical layer standard， which has the characteristics of TDMA double time?slot structure， high spectrum efficiency， long communication distance， strong anti?interference ability and rich voice data service. DMR standard can improve the spectrum utilization， enlarge communication capacity， enhance communication efficiency， save the usage cost， and allow users to obtain high?efficiency wireless communication service. A receiving algorithm based on differential demodulation structure is introduced in the paper. The algorithm can be realized easily， and its receiving sensitivity can meet DMR testing specification.

Keywords： DMA； differential demodulation； physical layer standard； time?slot structure

DMR標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)的帶寬為 12.5 kHz，幀結(jié)構(gòu)為雙時(shí)隙的TDMA幀，每個(gè)時(shí)隙為30 ms的突發(fā)，并且每個(gè)突發(fā)都可以獨(dú)立使用[1]，通常一個(gè)呼叫使用時(shí)隙1而另一個(gè)呼叫使用時(shí)隙2。DMR標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定了數(shù)據(jù)幀和語(yǔ)音幀，其中數(shù)據(jù)幀時(shí)序分為單時(shí)隙傳輸模式和雙時(shí)隙傳輸模式，其傳輸模式的差別由DMR上層協(xié)議的信息速率決定[2]。語(yǔ)音幀的傳輸以6個(gè)突發(fā)組成的超幀（360 ms）為基本單位。超幀中的語(yǔ)音突發(fā)依次用字母A到F表示。其中，突發(fā)A是超幀的起始幀，攜帶語(yǔ)音同步字；突發(fā)B到F則攜帶嵌入信令，在通話時(shí)間內(nèi)不斷重復(fù)完整的TDMA超幀。圖1為語(yǔ)音超幀，所以在算法實(shí)現(xiàn)時(shí)，需要對(duì)數(shù)據(jù)幀和語(yǔ)音幀做不同的處理。

1 DMR突發(fā)結(jié)構(gòu)

DMR標(biāo)準(zhǔn)中基站方設(shè)計(jì)了3種突發(fā)類型，分別為數(shù)據(jù)突發(fā)、語(yǔ)音突發(fā)、反向信道控制信令突發(fā)，長(zhǎng)度都為264 b，中間位置都有一種特殊的幀同步序列，長(zhǎng)度為48 b，不同的突發(fā)類型，同步序列也不一樣，數(shù)據(jù)突發(fā)的同步序列和語(yǔ)音突發(fā)的同步序列為負(fù)相關(guān)，這兩種同步序列和反向信道同步序列為正交序列，所以在接收機(jī)方可以使用本地存儲(chǔ)的同步序列與所接收的信號(hào)進(jìn)行時(shí)域相關(guān)，設(shè)置一定的門限值就可以判斷出不同的突發(fā)類型[3]。圖2為DMR突發(fā)結(jié)構(gòu)圖。

圖1 語(yǔ)音超幀

2 接收算法設(shè)計(jì)

接收到的信號(hào)經(jīng)過(guò)下變頻后，信號(hào)變?yōu)榱泐l信號(hào)，采樣率降低到38.4 kHz，之后信號(hào)經(jīng)過(guò)相位估計(jì)和差分，匹配濾波后輸出供后續(xù)譯碼處理，對(duì)匹配濾波后的信號(hào)進(jìn)行幀同步搜索，得到最佳采樣點(diǎn)的位置和頻偏估計(jì)值。圖3為整個(gè)DMR接收系統(tǒng)框圖。

圖2 DMR突發(fā)結(jié)構(gòu)圖

圖3 DMR接收系統(tǒng)框圖

2.1 相位估計(jì)和差分

接收端所接收到的信號(hào)為：

[Slr（nTs）=exp（j2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0）]

式中：[θ0]為接收中引入的相偏。首先通過(guò)反正切運(yùn)算，得到相位估計(jì)[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0]，然后通過(guò)差分得到瞬時(shí)相位值[srcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π），]從而消除相位[θ0]的影響。

其中反正切使用CORDIC算法實(shí)現(xiàn)[4]。其迭代關(guān)系式為：

[xi+1=（xi-yiδi2-i）yi+1=（yi+xiδi2-i）Zi+1=Zi-δi2-iδi=sgn（Zi）]

式中：[xi]的初始值為Q路信號(hào)；[yi]的初始值為I路信號(hào)，如果令角度累加值[Z]的初始值為[0，]則利用CORDIC算法的向量模式就可以實(shí)現(xiàn)反正切運(yùn)算。為了保證在接收到的信號(hào)很小時(shí)，通過(guò)CORDIC，算法也能保證很好的精度，在進(jìn)行計(jì)算前，需要把I，Q兩路信號(hào)同時(shí)放大32倍，這樣在接收端不需要數(shù)字AGC（自動(dòng)增益控制）。

2.2 匹配濾波

匹配濾波器使用的參數(shù)和發(fā)送端的成形濾波器參數(shù)一樣，根據(jù)DMR標(biāo)準(zhǔn)，成形濾波器采用滾降系數(shù)為0.2的平方根升余弦濾波器[5]。每個(gè)符號(hào)8個(gè)樣點(diǎn)，群時(shí)延為6。其時(shí)域響應(yīng)圖如圖4所示。

2.3 幀同步

本地存儲(chǔ)好的同步序列與接收到的信號(hào)進(jìn)行時(shí)域相關(guān)，然后通過(guò)相關(guān)峰值檢測(cè)，就能夠判斷是否接收到相關(guān)的幀。假設(shè)接收到的信號(hào)序列為[r（k）]，本地同步序列為[syni（k）]，其中[i]為0，1，2分別對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)、語(yǔ)音、反響信令三種突發(fā)類型。接收信號(hào)和本地信號(hào)進(jìn)行相關(guān)[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比較所有的[xcorri（θ），]從中找出最大的值，該值對(duì)應(yīng)的[θ，][i]即為時(shí)域相關(guān)得到的初始同步位置和同步突發(fā)類型[6]。圖5為各同步序列的相關(guān)結(jié)果圖。其中灰色標(biāo)志的相關(guān)峰值為數(shù)據(jù)和語(yǔ)音同步序列，黑色標(biāo)志相關(guān)峰值的反響信令同步序列。數(shù)據(jù)和語(yǔ)音的同步序列具有互反性，通過(guò)相關(guān)值的符號(hào)即可確定。

圖4 時(shí)域響應(yīng)圖

圖5 相關(guān)結(jié)果

2.4 頻偏估計(jì)和糾正

為了提高估計(jì)精度，使用同步序列進(jìn)行頻偏估計(jì)。假設(shè)在一個(gè)時(shí)隙的時(shí)間內(nèi)，載波頻偏[Δf]近似不變[7]，經(jīng)過(guò)下變頻的信號(hào)表示為：

[SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）]

忽略噪聲的影響，經(jīng)過(guò)相位估計(jì)和差分鑒頻率后，輸出的相位信息為：

[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf]

可以看出，頻偏將導(dǎo)致差分后的序列增加一個(gè)直流分量，對(duì)[srcos（nTs）]進(jìn)行匹配濾波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]經(jīng)過(guò)匹配濾波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信號(hào)同步過(guò)程中，如果相關(guān)能量值大于預(yù)定門限，以當(dāng)前位置為基準(zhǔn)，抽取得到24個(gè)同步符號(hào)，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符號(hào)有[n=023sy（n）=0，]所以頻偏估計(jì)[Δf=n=023sy（n）24，]信號(hào)同步成功時(shí)，輸出同步位置的頻偏估計(jì)值，將接收信號(hào)減掉頻偏估計(jì)值[Δf，]這樣完成了頻偏估計(jì)和糾正。

2.5 采樣判決

DMR采樣的四電平頻移鍵控（4FSK）調(diào)制方式，其頻偏指數(shù)為0.27，符號(hào)、比特及頻偏的對(duì)應(yīng)關(guān)系[8]見(jiàn)表1。

表1 4FSK比特符號(hào)對(duì)應(yīng)頻偏

[比特信息＼&符號(hào)＼&4FSK頻偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&]

表1說(shuō)明了當(dāng)頻偏值為正值時(shí)，比特1的信息為0，相反為1。當(dāng)頻偏值的絕對(duì)值為1 944時(shí)，比特0的信息為1；絕對(duì)值為648時(shí)，比特0的信息為0。首先把頻偏糾正后的接收信號(hào)作一個(gè)符號(hào)的正負(fù)判斷，完成比特1的信息判決，之后再根據(jù)一定的絕對(duì)門限值完成比特0的信息判決。比特1、比特0進(jìn)行并/串轉(zhuǎn)換，這樣就完成了整個(gè)一幀的數(shù)據(jù)解調(diào)。

3 結(jié) 語(yǔ)

本文所設(shè)計(jì)的算法已經(jīng)在Xilinx Spartan6平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)，并且分別完成了數(shù)據(jù)幀、語(yǔ)音幀以及數(shù)據(jù)、語(yǔ)音混合幀的測(cè)試。經(jīng)過(guò)測(cè)試，該算法在信噪比很低的情況下，也能正確地判斷出各種幀類型，以及正確地解調(diào)出相應(yīng)的信息。其接收靈敏度、鄰道選擇性、共信道抑制等指標(biāo)[9]完全滿足DMR標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的接收測(cè)試指標(biāo)。

參考文獻(xiàn)

[1] ETSI. ETSI TS 102 361?3 Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 3： DMR data protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[3] 鐘烈.基于DMR的4CPFSK基帶信號(hào)處理技術(shù)研究和芯片設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)[D].杭州：浙江大學(xué)，2012.

[4] 許貝旎.數(shù)字集群手持機(jī)基帶算法研究與實(shí)現(xiàn)[D].成都：電子科技大學(xué)，2010.

[5] 左金鐘，馬伊民，習(xí)清伶.滾降系數(shù)不匹配對(duì)基帶傳輸系統(tǒng)的性能影響[J].國(guó)外電子測(cè)量技術(shù)，2011，30（8）：27?34.

[6] 汪瀚.DMR標(biāo)準(zhǔn)無(wú)線收發(fā)機(jī)數(shù)字中頻調(diào)制解調(diào)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[D].北京：清華大學(xué)，2009.

[7] 方競(jìng).基于FPGA的DMR轉(zhuǎn)發(fā)臺(tái)中頻模塊的實(shí)現(xiàn)[D].西安：西安電子科技大學(xué)，2012.

[8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011.

[9] 謝永軍.基于DMR數(shù)字集群通信技術(shù)的研究[D].北京：北京郵電大學(xué)，2009.

2.2 匹配濾波

匹配濾波器使用的參數(shù)和發(fā)送端的成形濾波器參數(shù)一樣，根據(jù)DMR標(biāo)準(zhǔn)，成形濾波器采用滾降系數(shù)為0.2的平方根升余弦濾波器[5]。每個(gè)符號(hào)8個(gè)樣點(diǎn)，群時(shí)延為6。其時(shí)域響應(yīng)圖如圖4所示。

2.3 幀同步

本地存儲(chǔ)好的同步序列與接收到的信號(hào)進(jìn)行時(shí)域相關(guān)，然后通過(guò)相關(guān)峰值檢測(cè)，就能夠判斷是否接收到相關(guān)的幀。假設(shè)接收到的信號(hào)序列為[r（k）]，本地同步序列為[syni（k）]，其中[i]為0，1，2分別對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)、語(yǔ)音、反響信令三種突發(fā)類型。接收信號(hào)和本地信號(hào)進(jìn)行相關(guān)[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比較所有的[xcorri（θ），]從中找出最大的值，該值對(duì)應(yīng)的[θ，][i]即為時(shí)域相關(guān)得到的初始同步位置和同步突發(fā)類型[6]。圖5為各同步序列的相關(guān)結(jié)果圖。其中灰色標(biāo)志的相關(guān)峰值為數(shù)據(jù)和語(yǔ)音同步序列，黑色標(biāo)志相關(guān)峰值的反響信令同步序列。數(shù)據(jù)和語(yǔ)音的同步序列具有互反性，通過(guò)相關(guān)值的符號(hào)即可確定。

圖4 時(shí)域響應(yīng)圖

圖5 相關(guān)結(jié)果

2.4 頻偏估計(jì)和糾正

為了提高估計(jì)精度，使用同步序列進(jìn)行頻偏估計(jì)。假設(shè)在一個(gè)時(shí)隙的時(shí)間內(nèi)，載波頻偏[Δf]近似不變[7]，經(jīng)過(guò)下變頻的信號(hào)表示為：

[SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）]

忽略噪聲的影響，經(jīng)過(guò)相位估計(jì)和差分鑒頻率后，輸出的相位信息為：

[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf]

可以看出，頻偏將導(dǎo)致差分后的序列增加一個(gè)直流分量，對(duì)[srcos（nTs）]進(jìn)行匹配濾波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]經(jīng)過(guò)匹配濾波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信號(hào)同步過(guò)程中，如果相關(guān)能量值大于預(yù)定門限，以當(dāng)前位置為基準(zhǔn)，抽取得到24個(gè)同步符號(hào)，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符號(hào)有[n=023sy（n）=0，]所以頻偏估計(jì)[Δf=n=023sy（n）24，]信號(hào)同步成功時(shí)，輸出同步位置的頻偏估計(jì)值，將接收信號(hào)減掉頻偏估計(jì)值[Δf，]這樣完成了頻偏估計(jì)和糾正。

2.5 采樣判決

DMR采樣的四電平頻移鍵控（4FSK）調(diào)制方式，其頻偏指數(shù)為0.27，符號(hào)、比特及頻偏的對(duì)應(yīng)關(guān)系[8]見(jiàn)表1。

表1 4FSK比特符號(hào)對(duì)應(yīng)頻偏

[比特信息＼&符號(hào)＼&4FSK頻偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&]

表1說(shuō)明了當(dāng)頻偏值為正值時(shí)，比特1的信息為0，相反為1。當(dāng)頻偏值的絕對(duì)值為1 944時(shí)，比特0的信息為1；絕對(duì)值為648時(shí)，比特0的信息為0。首先把頻偏糾正后的接收信號(hào)作一個(gè)符號(hào)的正負(fù)判斷，完成比特1的信息判決，之后再根據(jù)一定的絕對(duì)門限值完成比特0的信息判決。比特1、比特0進(jìn)行并/串轉(zhuǎn)換，這樣就完成了整個(gè)一幀的數(shù)據(jù)解調(diào)。

3 結(jié) 語(yǔ)

本文所設(shè)計(jì)的算法已經(jīng)在Xilinx Spartan6平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)，并且分別完成了數(shù)據(jù)幀、語(yǔ)音幀以及數(shù)據(jù)、語(yǔ)音混合幀的測(cè)試。經(jīng)過(guò)測(cè)試，該算法在信噪比很低的情況下，也能正確地判斷出各種幀類型，以及正確地解調(diào)出相應(yīng)的信息。其接收靈敏度、鄰道選擇性、共信道抑制等指標(biāo)[9]完全滿足DMR標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的接收測(cè)試指標(biāo)。

參考文獻(xiàn)

[1] ETSI. ETSI TS 102 361?3 Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 3： DMR data protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[3] 鐘烈.基于DMR的4CPFSK基帶信號(hào)處理技術(shù)研究和芯片設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)[D].杭州：浙江大學(xué)，2012.

[4] 許貝旎.數(shù)字集群手持機(jī)基帶算法研究與實(shí)現(xiàn)[D].成都：電子科技大學(xué)，2010.

[5] 左金鐘，馬伊民，習(xí)清伶.滾降系數(shù)不匹配對(duì)基帶傳輸系統(tǒng)的性能影響[J].國(guó)外電子測(cè)量技術(shù)，2011，30（8）：27?34.

[6] 汪瀚.DMR標(biāo)準(zhǔn)無(wú)線收發(fā)機(jī)數(shù)字中頻調(diào)制解調(diào)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[D].北京：清華大學(xué)，2009.

[7] 方競(jìng).基于FPGA的DMR轉(zhuǎn)發(fā)臺(tái)中頻模塊的實(shí)現(xiàn)[D].西安：西安電子科技大學(xué)，2012.

[8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011.

[9] 謝永軍.基于DMR數(shù)字集群通信技術(shù)的研究[D].北京：北京郵電大學(xué)，2009.

2.2 匹配濾波

匹配濾波器使用的參數(shù)和發(fā)送端的成形濾波器參數(shù)一樣，根據(jù)DMR標(biāo)準(zhǔn)，成形濾波器采用滾降系數(shù)為0.2的平方根升余弦濾波器[5]。每個(gè)符號(hào)8個(gè)樣點(diǎn)，群時(shí)延為6。其時(shí)域響應(yīng)圖如圖4所示。

2.3 幀同步

本地存儲(chǔ)好的同步序列與接收到的信號(hào)進(jìn)行時(shí)域相關(guān)，然后通過(guò)相關(guān)峰值檢測(cè)，就能夠判斷是否接收到相關(guān)的幀。假設(shè)接收到的信號(hào)序列為[r（k）]，本地同步序列為[syni（k）]，其中[i]為0，1，2分別對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)、語(yǔ)音、反響信令三種突發(fā)類型。接收信號(hào)和本地信號(hào)進(jìn)行相關(guān)[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比較所有的[xcorri（θ），]從中找出最大的值，該值對(duì)應(yīng)的[θ，][i]即為時(shí)域相關(guān)得到的初始同步位置和同步突發(fā)類型[6]。圖5為各同步序列的相關(guān)結(jié)果圖。其中灰色標(biāo)志的相關(guān)峰值為數(shù)據(jù)和語(yǔ)音同步序列，黑色標(biāo)志相關(guān)峰值的反響信令同步序列。數(shù)據(jù)和語(yǔ)音的同步序列具有互反性，通過(guò)相關(guān)值的符號(hào)即可確定。

圖4 時(shí)域響應(yīng)圖

圖5 相關(guān)結(jié)果

2.4 頻偏估計(jì)和糾正

為了提高估計(jì)精度，使用同步序列進(jìn)行頻偏估計(jì)。假設(shè)在一個(gè)時(shí)隙的時(shí)間內(nèi)，載波頻偏[Δf]近似不變[7]，經(jīng)過(guò)下變頻的信號(hào)表示為：

[SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）]

忽略噪聲的影響，經(jīng)過(guò)相位估計(jì)和差分鑒頻率后，輸出的相位信息為：

[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf]

可以看出，頻偏將導(dǎo)致差分后的序列增加一個(gè)直流分量，對(duì)[srcos（nTs）]進(jìn)行匹配濾波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]經(jīng)過(guò)匹配濾波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信號(hào)同步過(guò)程中，如果相關(guān)能量值大于預(yù)定門限，以當(dāng)前位置為基準(zhǔn)，抽取得到24個(gè)同步符號(hào)，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符號(hào)有[n=023sy（n）=0，]所以頻偏估計(jì)[Δf=n=023sy（n）24，]信號(hào)同步成功時(shí)，輸出同步位置的頻偏估計(jì)值，將接收信號(hào)減掉頻偏估計(jì)值[Δf，]這樣完成了頻偏估計(jì)和糾正。

2.5 采樣判決

DMR采樣的四電平頻移鍵控（4FSK）調(diào)制方式，其頻偏指數(shù)為0.27，符號(hào)、比特及頻偏的對(duì)應(yīng)關(guān)系[8]見(jiàn)表1。

表1 4FSK比特符號(hào)對(duì)應(yīng)頻偏

[比特信息＼&符號(hào)＼&4FSK頻偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&]

表1說(shuō)明了當(dāng)頻偏值為正值時(shí)，比特1的信息為0，相反為1。當(dāng)頻偏值的絕對(duì)值為1 944時(shí)，比特0的信息為1；絕對(duì)值為648時(shí)，比特0的信息為0。首先把頻偏糾正后的接收信號(hào)作一個(gè)符號(hào)的正負(fù)判斷，完成比特1的信息判決，之后再根據(jù)一定的絕對(duì)門限值完成比特0的信息判決。比特1、比特0進(jìn)行并/串轉(zhuǎn)換，這樣就完成了整個(gè)一幀的數(shù)據(jù)解調(diào)。

3 結(jié) 語(yǔ)

本文所設(shè)計(jì)的算法已經(jīng)在Xilinx Spartan6平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)，并且分別完成了數(shù)據(jù)幀、語(yǔ)音幀以及數(shù)據(jù)、語(yǔ)音混合幀的測(cè)試。經(jīng)過(guò)測(cè)試，該算法在信噪比很低的情況下，也能正確地判斷出各種幀類型，以及正確地解調(diào)出相應(yīng)的信息。其接收靈敏度、鄰道選擇性、共信道抑制等指標(biāo)[9]完全滿足DMR標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的接收測(cè)試指標(biāo)。

參考文獻(xiàn)

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