SOQPSK-TG信號的簡化狀態(tài)解調(diào)器

孫錦華,韓會梅,朱吉利

(西安電子科技大學(xué)綜合業(yè)務(wù)網(wǎng)理論及關(guān)鍵技術(shù)國家重點實驗室,陜西西安 710071)

SOQPSK-TG信號的簡化狀態(tài)解調(diào)器

孫錦華,韓會梅,朱吉利

(西安電子科技大學(xué)綜合業(yè)務(wù)網(wǎng)理論及關(guān)鍵技術(shù)國家重點實驗室,陜西西安 710071)

針對部分響應(yīng)成形偏移正交相移鍵控(SOQPSK-TG)信號的解調(diào)器復(fù)雜度較高的問題,在研究遞歸SOQPSK-TG信號的判決反饋簡化解調(diào)器的基礎(chǔ)上,對于非遞歸SOQPSK-TG信號提出了一種利用幸存路徑的簡化兩狀態(tài)解調(diào)器.該解調(diào)器在非遞歸SOQPSK-TG信號四狀態(tài)網(wǎng)格的基礎(chǔ)上,通過合理的狀態(tài)合并,得到簡化兩狀態(tài)網(wǎng)格;在接收機中采用該兩狀態(tài)網(wǎng)格作為狀態(tài)轉(zhuǎn)移網(wǎng)格對接收信號進行解調(diào),在解調(diào)過程中由幸存路徑法得到各支路的標準信號.仿真結(jié)果表明,在低信噪比區(qū)域,非遞歸SOQPSK-TG信號比遞歸SOQPSK-TG信號具有更優(yōu)越的性能;與四狀態(tài)解調(diào)算法相比,非遞歸SOQPSK-TG信號的簡化兩狀態(tài)解調(diào)器有0.5～1.0dB的信噪比損失,但接收機具有較小的運算復(fù)雜度,有利于工程應(yīng)用.

成形偏移正交相移鍵控;非遞歸;判決反饋;簡化復(fù)雜度

成形偏移正交相移鍵控(Shaped-Offset Quadrature Phase-Shift Keying,SOQPSK)信號是一種頻譜高效的連續(xù)相位調(diào)制方式,具有包絡(luò)恒定、功率有效性高等特點[1-2].在一些功率和帶寬雙重受限的軍事通信、衛(wèi)星通信、遙測通信等領(lǐng)域中,全響應(yīng)、部分響應(yīng)SOQPSK信號已成為特高頻(UHF)衛(wèi)星通信軍標MILSTD 188-181[3]、航空遙測系統(tǒng)靶場儀器組(IRIG)106-04標準[4]的建議波形.近年來研究者對SOQPSK信號的解調(diào)、同步、性能限等問題進行了深入的研究[5-11].

SOQPSK信號是一種連續(xù)相位調(diào)制(Continuous Phase Modulation,CPM)信號,根據(jù)相位關(guān)聯(lián)長度的不同,可分為全響應(yīng)SOQPSK信號和部分響應(yīng)SOQPSK信號.全響應(yīng)SOQPSK信號如全響應(yīng)矩形脈沖成形SOQPSK(MIL-STD SOQPSK)信號;部分響應(yīng)SOQPSK信號如部分響應(yīng)升余弦脈沖成形SOQPSK (SOQPSK-TG)信號.與MIL-STD SOQPSK信號相比,SOQPSK-TG信號具有更好的功率譜特性.根據(jù)SOQPSK信號的特性,可將SOQPSK信號的調(diào)制分解為預(yù)編碼與連續(xù)相位信號調(diào)制兩部分,并且根據(jù)預(yù)編碼的形式,可將SOQPSK信號分為遞歸預(yù)編碼和非遞歸預(yù)編碼.SOQPSK信號的這種預(yù)編碼特性使得其內(nèi)在的記憶特性可以在串行級聯(lián)編碼調(diào)制系統(tǒng)中作為內(nèi)碼使用.對于編碼級聯(lián)SOQPSK信號系統(tǒng),采用卷積碼與SOQPSK信號的串行級聯(lián)系統(tǒng),要求內(nèi)碼SOQPSK信號必須是遞歸預(yù)編碼才能獲得較大的編碼增益[12];而采用Turbo乘積碼(TPC)與CPM的級聯(lián)系統(tǒng),是為了弱化解調(diào)器的錯誤相關(guān)性,要求作為內(nèi)碼的調(diào)制器應(yīng)為非遞歸形式[13].

文中的研究內(nèi)容是采用遞歸預(yù)編碼和非遞歸預(yù)編碼的SOQPSK-TG信號的低復(fù)雜度檢測器.對于SOQPSK-TG信號,其相位關(guān)聯(lián)長度L=8,在接收端若采用最優(yōu)的最大似然接收機,則需要512個狀態(tài)的網(wǎng)格,運算復(fù)雜度極高,在實際工程應(yīng)用中會受到一定限制.文獻[12,16]指出,基于CPM的脈沖幅度調(diào)制(PAM)表示[14]及脈沖截斷(PT)技術(shù)[15],部分響應(yīng)SOQPSK-TG信號可以像MIL-STD SOQPSK信號一樣建模成四狀態(tài)的全響應(yīng)CPM信號.在此基礎(chǔ)上,文獻[12]給出了未編碼的非遞歸SOQPSK-TG信號的四狀態(tài)解調(diào)器;文獻[16]給出遞歸SOQPSK-TG信號的四狀態(tài)解調(diào)器,并將遞歸SOQPSK-TG信號的差分編碼器和預(yù)編碼器結(jié)合起來,使得網(wǎng)格的狀態(tài)數(shù)達到最少的兩狀態(tài),得到遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化算法,但該兩狀態(tài)簡化方案僅僅適用于遞歸SOQPSK信號,并不適用于非遞歸SOQPSK信號.

對于遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化網(wǎng)格,不同于文獻[16]將狀態(tài)符號定義為網(wǎng)格狀態(tài)的角度,筆者從對四狀態(tài)網(wǎng)格進行狀態(tài)合并的思想得出兩狀態(tài)簡化網(wǎng)格.在此基礎(chǔ)上,針對非遞歸SOQPSK-TG信號,提出了兩狀態(tài)簡化解調(diào)器.該解調(diào)器首先在非遞歸SOQPSK-TG信號四狀態(tài)網(wǎng)格基礎(chǔ)上,通過合理的狀態(tài)合并,得到非遞歸兩狀態(tài)網(wǎng)格圖,然后在接收機中采用該兩狀態(tài)網(wǎng)格圖作為狀態(tài)轉(zhuǎn)移網(wǎng)格進行解調(diào).在解調(diào)過程中,由于狀態(tài)的合并,使得網(wǎng)格狀態(tài)變量與相位狀態(tài)不再一一對應(yīng).文獻[16]基于判決反饋的思想,利用幸存路徑上的臨時判決符號遞歸計算相應(yīng)的相位狀態(tài),而筆者通過分析非遞歸四狀態(tài)網(wǎng)格與非遞歸兩狀態(tài)網(wǎng)格的聯(lián)系,提出了一種幸存路徑法,根據(jù)非遞歸SOQPSK-TG信號兩狀態(tài)網(wǎng)格圖的狀態(tài)轉(zhuǎn)移,得到支路標準信號,避免了遞歸的計算.

1 SOQPSK-TG信號模型

1.1 SOQPSK-TG信號的CPM信號模型

SOQPSK信號是CPM的一種特殊調(diào)制方式,其復(fù)基帶信號可以表示為

其中,Eb為比特能量;Tb為比特持續(xù)時間;φ(t;α)為相位函數(shù),α=(α1,α2,…,αi,…).相位函數(shù)可表示為

實際傳輸?shù)男畔⑿蛄笑羒∈(-1,0,1);θ(t)稱為相關(guān)狀態(tài);相位狀態(tài)其取值屬于{0,π/2,π,3π/2};調(diào)制指數(shù)h=1/2.相位脈沖函數(shù)q(t)為頻率脈沖g(t)的積分,即

這里討論的SOQPSK信號體制是采用升余弦頻率脈沖成形的部分響應(yīng)SOQPSK-TG信號,約束長度L=8,其頻率脈沖成形函數(shù)gTG(t)的表達式可參見文獻[12].雖然SOQPSK-TG信號的頻率脈沖函數(shù)gTG(t)周期為8Tb,但波形的脈沖寬度較窄,且兩側(cè)大部分波形接近為0.因此,可將關(guān)聯(lián)長度減為L′=1,用周期為Tb的頻率脈沖來代替.由qTG(t)得到的截斷相位脈沖函數(shù)qPT(t)可表示為

由式(4)可知,qPT(t)是將原相位脈沖函數(shù)qTG(t)截斷,并將時變部分限制在[0,Tb]間隔.

SOQPSK-TG信號與傳統(tǒng)CPM的區(qū)別在于,其實際傳輸?shù)娜?圖1 SOQPSK-TG信號的調(diào)制方案號集{αi}為{-1,0,1}.如圖1所示,SOQPSK-TG信號調(diào)制采用預(yù)編碼與CPM調(diào)制級聯(lián)的方案,預(yù)編碼輸出符號集為三元符號集{-1,0,1}.采用非遞歸和遞歸的預(yù)編碼,可以分別得到非遞歸SOQPSK-TG信號和遞歸SOQPSK-TG信號.

1.2 SOQPSK-TG信號預(yù)編碼

1.2.1 非遞歸預(yù)編碼

預(yù)編碼器根據(jù)

將二進制比特流dn∈(0,1)轉(zhuǎn)化為三進制字母αn.

由式(5)可知,預(yù)編碼輸出字符的極性會隨著奇偶時刻的交替而變化,可以將dn-1、dn-2和n_evev/n_odd(偶數(shù)時刻/奇數(shù)時刻)看做狀態(tài)的變量.將奇偶時刻分開,分別建立網(wǎng)格轉(zhuǎn)移圖,如圖2所示.圖2中在每條支路的上方標注的是對應(yīng)式(5)的預(yù)編碼轉(zhuǎn)變情況,對應(yīng)為dnαn.偶數(shù)時刻(I路比特)的狀態(tài)變量Sn定義為(dn-2,dn-1),奇數(shù)時刻(Q路比特)的狀態(tài)變量Sn定義為(dn-1,dn-2),狀態(tài)變量Sn∈{00,01,10,11}.

1.2.2 遞歸預(yù)編碼

遞歸預(yù)編碼實現(xiàn)步驟分為兩步:首先將原二進制比特進行差分編碼,即

再將差分編碼后的二進制比特通過

轉(zhuǎn)化為三進制符號.

這里由式(6)和式(7)決定的預(yù)編碼形式,對應(yīng)的dnαn仍可由圖2來表示,在每條支路的下方標注的是遞歸預(yù)編碼轉(zhuǎn)變的情況.從式(7)和式(5)可以看出,遞歸預(yù)編碼只是將非遞歸預(yù)編碼中的變量dn,dn-1,dn-2替換成變量un,un-1,un-2.因此,偶數(shù)時刻的狀態(tài)變量Sn定義為(un-2,un-1),奇數(shù)時刻的狀態(tài)變量Sn定義為(un-1,un-2),狀態(tài)變量仍由Sn∈{00,01,10,11}來表示.

無論是遞歸或非遞歸預(yù)編碼,網(wǎng)格狀態(tài)變量Sn與相位狀態(tài)θn-L之間存在一一對應(yīng)的關(guān)系[12].

圖2 四狀態(tài)時變網(wǎng)格圖

2 簡化接收機

2.1 接收信號模型

接收信號可表示為

其中,n(t)是均值為零、單邊功率譜密度為N0的加性復(fù)高斯白噪聲;φ(t)是由信道所引起的相位偏移,此處假設(shè)φ(t)=0(即相干檢測).由于發(fā)送信號s(t;α)的相位記憶特性,接收端最優(yōu)檢測器應(yīng)采用最大似然序列檢測.下面對SOQPSK-TG信號的解調(diào)采用簡化方案,以減少計算復(fù)雜度.

2.2 基于脈沖截斷的四狀態(tài)簡化解調(diào)算法

文獻[12,16]采用脈沖截斷的方法來簡化SOQPSK-TG信號的解調(diào)復(fù)雜度,接收端采用的相位脈沖函數(shù)為qPT(t).由于qPT(t)可看作為1個全響應(yīng)脈沖,因此可將SOQPSK-TG信號看成全響應(yīng)信號.由于預(yù)編碼的狀態(tài)變量Sn與相位狀態(tài)θn-L存在的一一對應(yīng)關(guān)系,使得接收端的網(wǎng)格中不需要全響應(yīng)CPM的網(wǎng)格,因此可對SOQPSK-TG信號按圖2所示的四狀態(tài)網(wǎng)格圖進行解調(diào).

對圖2中各支路上的標準信號RTG(t)可用簡化的相位脈沖來產(chǎn)生,即

各支路上的分支度量為

其中,ETG表示支路上標準信號的能量,Re(·)表示取實部,conj(·)表示求共軛.對于按式(9)生成的支路標準信號,每個符號波形的能量ETG是相同的,式(10)中的波形能量也可消去.因此,SOQPSK-TG信號對應(yīng)的分支度量可進一步化簡為

將分支度量用于Viterbi算法或MAP算法就可恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)序列.遞歸和非遞歸SOQPSK-TG信號,均可在接收端采用脈沖截斷的方法,按上述步驟恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)序列,只是接收端對應(yīng)的網(wǎng)格狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖不同.下面將在四狀態(tài)網(wǎng)格的基礎(chǔ)上進一步簡化接收端網(wǎng)格.

2.3 遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化解調(diào)算法

將式(6)和式(7)用代數(shù)方法合并,得到二進制比特與三進制符號之間的直接對應(yīng)關(guān)系:

其中,狀態(tài)符號Sn由下式更新:

由式(12)可知,可以將Sn看做狀態(tài)變量,建立一個兩狀態(tài)網(wǎng)格轉(zhuǎn)移圖,如圖3所示.

圖3 遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)網(wǎng)格圖

由式(13)可以得出,該遞歸兩狀態(tài)網(wǎng)格圖是由四狀態(tài)網(wǎng)格圖(對應(yīng)圖2分支線下方的狀態(tài)轉(zhuǎn)移)簡化而來的,對I路的簡化原則為:相同合并為0狀態(tài),相異合并為1狀態(tài);對Q路的簡化原則為:相同合并為1狀態(tài),相異合并為0狀態(tài).這里“相同”表示狀態(tài)的兩個比特相同,即00和11狀態(tài);“相異”表示狀態(tài)的兩個比特不同,即01和10狀態(tài).

相對于四狀態(tài)的時變網(wǎng)格圖,兩狀態(tài)時不變網(wǎng)格圖具有更為簡化的形式,但是兩狀態(tài)網(wǎng)格并沒有減少累積相位狀態(tài)θn-L的數(shù)量(采用截斷脈沖時,θn-L可用θn-1表示),使得兩狀態(tài)網(wǎng)格中的狀態(tài)變量Sn與相位狀態(tài)θn-L不再存在一一對應(yīng)的關(guān)系.因此,若采用該兩狀態(tài)網(wǎng)格圖,則在接收端由狀態(tài)Sn并不能確定當前時刻的累積相位信息,無法恢復(fù)當前時刻支路上的標準信號.為此,文獻[16]引入判決反饋來解決這個問題.

如圖3所示,當前網(wǎng)格圖中起始狀態(tài)為Sn,結(jié)束狀態(tài)為En,設(shè)αn(En)為從Sn到En的幸存路徑上的三進制字符,可通過下式計算下一狀態(tài)對應(yīng)的起始相位值:

其中,θn-1(Sn)為起始狀態(tài)對應(yīng)的相位值,即當前時刻的起始相位狀態(tài)θn-1;θn(En)表示當前時刻末狀態(tài)對應(yīng)的相位值,且當前時刻的末狀態(tài)即為下一時刻的起始狀態(tài),即θn(En)=θn+1(Sn+1).因此,給定適當?shù)木W(wǎng)格狀態(tài)的相位初始值,通過式(14)進行逐次遞歸即可計算任一時刻起始狀態(tài)的相位值,這一相位值即為當前時刻的累積相位θn-1.結(jié)合當前時刻的累積相位θn-1和式(9),可得到當前網(wǎng)格圖中的各支路上的標準信號,通過式(11)得到各支路上的分支度量,將分支度量用于Viterbi算法或MAP算法就可恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)序列.

2.4 非遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化解調(diào)算法

對非遞歸SOQPSK-TG信號四狀態(tài)網(wǎng)格圖分析可知,對于I路時刻,當前輸入比特代替狀態(tài)變量中I路比特的位置,之后轉(zhuǎn)為下一狀態(tài).因此,只要I路時刻的兩個狀態(tài)變量中Q路位置有相同的比特dn-1,給定當前輸入比特dn,之后會轉(zhuǎn)入相同的下一狀態(tài),也就是說由[dn-1,dn]就可確定結(jié)束狀態(tài).因此,dn-1可看做起始狀態(tài)變量,可將I路時刻有相同比特dn-1的兩個狀態(tài)變量合并為一個狀態(tài),即將I路時刻四狀態(tài)中的00和10狀態(tài)合并為0狀態(tài),01和11狀態(tài)合并為1狀態(tài);同理,對于Q路時刻,將Q路時刻有相同比特dn-1的兩個狀態(tài)變量合并為一個狀態(tài),即將四狀態(tài)Q路時刻中的00和01狀態(tài)合并為0狀態(tài),10和11狀態(tài)合并為1狀態(tài).由上可知,對于奇數(shù)時刻(Q路比特)和偶數(shù)時刻(I路比特)的狀態(tài)變量Sn都定義為dn-1,狀態(tài)變量由Sn∈{0,1}來表示.

這樣就可以得到非遞歸的SOQPSK-TG信號簡化的兩狀態(tài)時變網(wǎng)格圖,如圖4所示.設(shè)初始狀態(tài)為Sn,分支上的標注為dnαn, dn為二進制比特,αn為預(yù)編碼輸出的三進制字符.

圖4 非遞歸SOQPSK-TG信號兩狀態(tài)網(wǎng)格圖

相對于遞歸兩狀態(tài)網(wǎng)格圖,非遞歸兩狀態(tài)網(wǎng)格圖具有時變特性,即I路時刻和Q路時刻的網(wǎng)格轉(zhuǎn)移是不一樣的.同遞歸SOQPSK-TG信號兩狀態(tài)網(wǎng)格圖一樣,非遞歸SOQPSK-TG信號兩狀態(tài)網(wǎng)格圖中的狀態(tài)變量Sn與相位狀態(tài)θn-L之間不再存在一一對應(yīng)的關(guān)系,可引入文獻[16]中所述的判決反饋來克服這一缺點,但判決反饋算法有一定的缺陷:在網(wǎng)格狀態(tài)轉(zhuǎn)移過程中,由于某一時刻網(wǎng)格內(nèi)的相位狀態(tài)需要重新計算,因此支路標準信號也需要重新計算,這樣又增加了運算復(fù)雜度.文中通過分析非遞歸四狀態(tài)網(wǎng)格與非遞歸兩狀態(tài)網(wǎng)格的聯(lián)系,提出了一種針對非遞歸SOQPSK-TG信號兩狀態(tài)網(wǎng)格圖得到支路標準信號的方法,即幸存路徑法.

對兩狀態(tài)網(wǎng)格中的I路時刻,結(jié)束狀態(tài)為0狀態(tài)時:若0-0狀態(tài)支路為幸存路徑,則0狀態(tài)對應(yīng)為四狀態(tài)中的00狀態(tài);若1-0狀態(tài)支路為幸存路徑,則0狀態(tài)對應(yīng)為四狀態(tài)中的01狀態(tài).結(jié)束狀態(tài)為1狀態(tài)時:若0-1狀態(tài)支路為幸存路徑,則1狀態(tài)對應(yīng)為四狀態(tài)中10狀態(tài);若1-1狀態(tài)支路為幸存路徑,則1狀態(tài)對應(yīng)為四狀態(tài)中的11狀態(tài).

同理,對任一Q路時刻網(wǎng)格,結(jié)束狀態(tài)為0狀態(tài)時:若0-0狀態(tài)支路為幸存路徑,則0狀態(tài)對應(yīng)00狀態(tài);若1-0狀態(tài)支路為幸存路徑,則0狀態(tài)對應(yīng)10狀態(tài).結(jié)束狀態(tài)為1狀態(tài)時:若0-1狀態(tài)支路為幸存路徑,則1狀態(tài)對應(yīng)為01狀態(tài);若0-1狀態(tài)為幸存路徑,則1狀態(tài)對應(yīng)為11狀態(tài).

由以上非遞歸四狀態(tài)網(wǎng)格與非遞歸兩狀態(tài)網(wǎng)格的聯(lián)系,可以得到此兩狀態(tài)網(wǎng)格中所有支路的標準信號,也就是在狀態(tài)轉(zhuǎn)移過程中,由幸存路徑法得到下一時刻各支路的標準信號.

3 仿真結(jié)果與分析

以下通過仿真說明非遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化接收機的性能,仿真時采用MAX-LOGMAP算法進行解調(diào).

圖5給出了非遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)解調(diào)算法和文獻[16]的遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)解調(diào)算法的誤比特性能比較.可以看出,在低信噪比區(qū)域,與遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化解調(diào)性能相比,非遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化解調(diào)算法性能比較優(yōu)越,但在較高信噪比區(qū)域(Ebn0≥8dB)時,兩者的誤比特性能基本相當.這是因為遞歸預(yù)編碼與非遞歸預(yù)編碼相比多了差分編碼的環(huán)節(jié),導(dǎo)致調(diào)制碼元前后相關(guān)性較強,因而非遞歸預(yù)編碼的性能更好.在較高信噪比環(huán)境下,由信道噪聲引起的錯誤比特事件比較少,而影響解調(diào)性能的主要因素是路徑的選擇是否正確,由于兩者采用的狀態(tài)合并方式相似,由路徑的選擇是否正確引起的錯誤比特事件,對這兩種算法性能的影響是相同的,即在較高信噪比區(qū)域,兩者的誤比特性能基本相當.在與編碼級聯(lián)的系統(tǒng)中,由于信道碼的引入,使得系統(tǒng)工作在低信噪比區(qū)域.因此,非遞歸SOQPSK-TG信號的解調(diào)在低信噪比環(huán)境可以提供較高可靠性的軟信息,這一點對于編碼級聯(lián)系統(tǒng)是很有意義的.

圖5 SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)解調(diào)性能

圖6 四狀態(tài)解調(diào)算法與兩狀態(tài)解調(diào)算法的誤比特性能比較

圖6給出文獻[12]非遞歸SOQPSK-TG信號的四狀態(tài)解調(diào)算法和文中兩狀態(tài)算法的誤比特性能比較.可以看出,與現(xiàn)有四狀態(tài)算法相比,兩狀態(tài)算法在誤比特率為10-2～10-5時,信噪比有0.5～1.0 d B的損失.這是由于兩狀態(tài)算法需要獲得下一網(wǎng)格的支路標準信號,若前一網(wǎng)格判決幸存路徑有誤,則可能會影響到下一網(wǎng)格內(nèi)的信息判決,導(dǎo)致錯誤事件增加.但兩狀態(tài)算法具有較低的運算復(fù)雜度.由于兩狀態(tài)網(wǎng)格的狀態(tài)數(shù)是四狀態(tài)網(wǎng)格狀態(tài)數(shù)的一半,總體運算量減小了一半,另外用MAX-LOG-MAP或Viterbi算法解調(diào)計算分支度量時,基于判決反饋的方法需要利用幸存路徑上的臨時判決符號不斷遞歸地計算相應(yīng)的相位狀態(tài),而文中采用的幸存路徑法,根據(jù)路徑轉(zhuǎn)移信息在網(wǎng)格支路標準信號集中選取下一時刻的支路標準信號,這樣又降低了解調(diào)器的運算復(fù)雜度.運算復(fù)雜度的降低使得解調(diào)器的延時減小,提高了解調(diào)器的效率,不僅可以應(yīng)用于要求實現(xiàn)復(fù)雜度低的系統(tǒng),而且更有利于工程實現(xiàn).

4 結(jié)束語

針對采用非遞歸SOQPSK-TG信號的通信系統(tǒng)中解調(diào)器復(fù)雜度較高的問題,提出了一種兩狀態(tài)簡化解調(diào)算法.該算法在四狀態(tài)網(wǎng)格基礎(chǔ)上通過狀態(tài)的合理合并簡化至兩狀態(tài),使得網(wǎng)格的狀態(tài)數(shù)達到最小,降低了接收端的運算復(fù)雜度;并且在利用簡化網(wǎng)格解調(diào)過程中,可根據(jù)上一時刻的幸存路徑信息,得到相位狀態(tài),在網(wǎng)格支路標準信號集中選取下一時刻網(wǎng)格內(nèi)相應(yīng)的支路標準信號,而不用遞歸計算各支路標準信號.仿真結(jié)果表明:與遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化解調(diào)性能相比,在低信噪比區(qū)域內(nèi),非遞歸SOQPSK-TG信號的兩狀態(tài)簡化解調(diào)算法性能更為優(yōu)越;與接收端采用基于截斷脈沖的四狀態(tài)解調(diào)算法相比,雖然信噪比有一定的損失,但兩狀態(tài)算法使得接收機具有較低的運算復(fù)雜度,有利于工程應(yīng)用.

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(編輯:齊淑娟)

Reduced state demodulator for the SOQPSK-TG signal

SUN Jinhua,HAN Huimei,ZHU Jili
(State Key Lab.of Integrated Service Networks,Xidian Univ.,Xi’an 710071,China)

To solve the problem of high complexity in the demodulator for a partial-response version of shaped-offset quadrature phase-shift keying(SOQPSK-TG),a simplified two-state demodulator for nonrecursive SOQPSK-TG using the survivor path is proposed based on the decision feedback simplified demodulator of recursive SOQPSK-TG.First,a two-state trellis is deduced by proper state merging based on the four-state trellis of non-recursive SOQPSK-TG.Then,the simplified two-state trellis is used as the state transition trellis in the receiver to demodulate the

signal,and during the demodulation the hypothesized signal of each branch is obtained via the survivor path.Simulation results show that nonrecursive SOQPSK-TG has a better performance than recursive SOQPSK-TG in the low SNR region,and the simplified two-state demodulator of non-recursive SOQPSK-TG has 0.5～1.0dB SNR degradation compared with the four-state demodulation algorithm;however the low computation complexity is beneficial to engineering application.

shaped offset quadrature phase-shift keying;non-recursive;decision feedback;complexity reduction

TN911.3

A

1001-2400(2014)05-0001-06

2013-05-07< class="emphasis_bold">網(wǎng)絡(luò)出版時間:

時間:2014-01-12

國家自然科學(xué)基金資助項目(60902039,61271175);中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費專項資金資助項目(JB140114,K5051201043)

孫錦華(1979-),女,副教授,博士,E-mail:jhsun@xidian.edu.cn.

http://www.cnki.net/kcms/doi/10.3969/j.issn.1001-2400.2014.05.001.html

10.3969/j.issn.1001-2400.2014.05.001