一種大功率AFE變頻器試驗方法

宋鵬，王輝，王德默，袁媛，張向前，楊燕

（1.天津大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，天津300072；2.天津電氣傳動設(shè)計研究所有限公司，天津300180；3.中石化管道儲運分公司南京輸油處，江蘇南京210000；4.天津市無縫鋼管廠，天津300220）

1 引言

自上世紀(jì)80年代中期4 500 V門極關(guān)斷晶閘管（gate turn off，GTO）問世以來，中壓大功率變頻器及相關(guān)傳動行業(yè)得以迅速發(fā)展［1］。近20年，隨著電力電子器件和微處理器技術(shù)的飛速發(fā)展，中壓大功率變頻器的性能日益完善。目前，中壓大功率傳動系統(tǒng)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于冶金、新能源、高壓直流輸電、靈活交流輸電、電力牽引、有源濾波等眾多工業(yè)場合，在提高生產(chǎn)效率和節(jié)能降耗方面發(fā)揮著重要作用［2-5］。

由于傳輸功率較大，中壓大功率變頻器的功率試驗容易受到試驗設(shè)備、場地、電源容量等許多因素的限制，完成額定容量功率試驗的難度較大。常見的3種變頻器功率試驗方法：等效法、模擬法和機組對拖法。對大功率變頻器來說，等效法消耗的能量太大，顯然不可行；模擬法和機組對拖法要求與被試變頻器容量相當(dāng)?shù)呐阍嚈C組，構(gòu)建這樣的試驗系統(tǒng)需投入相當(dāng)大的成本，占地面積也較大。

對于交-直-交結(jié)構(gòu)變頻器，整流部分可以是二極管整流橋或者有源前端（AFE，即通常所說的PWM 整流器）。AFE 整流的直流電壓可調(diào)，能量可雙向流動，變頻器能夠4 象限運行，具有較好的動、靜態(tài)性能。本文針對大功率AFE 變頻器提出一種簡易功率試驗方法，其基本思想是讓能量按照AFE→負載電抗→逆變器→直流側(cè)→AFE 這一路徑循環(huán)，電網(wǎng)僅向試驗系統(tǒng)提供線路損耗，從而實現(xiàn)用較小的功耗實現(xiàn)變頻器的大功率測試。所述方法系統(tǒng)構(gòu)成簡單、設(shè)備少、損耗小，且操作靈活。同時，本試驗方法功率因數(shù)可調(diào)，可模擬不同工況進行功率測試，考慮到變頻器功率器件溫升分布可能隨運行工況的不同而不同［6］，該方法可以實現(xiàn)大功率AFE 變頻器在不同工況下的溫升測試。

2 試驗方法原理

圖1 給出了所述試驗方法的主回路示意圖，圖1中三相交流接線采用單線圖表示。

圖1 主回路示意圖Fig.1 Schematic plan of power circuit

如圖1 所示，被試變頻器的AFE 和逆變器交流側(cè)通過負載電抗器相連，變頻器的直流側(cè)由二極管整流橋提供直流電壓。試驗時，整流橋輸出的直流電壓近似恒定，通過控制AFE和逆變器的輸出電壓，可靈活調(diào)節(jié)電抗器兩端電壓，進而調(diào)節(jié)流過AFE/逆變器的電流及功率因數(shù)。

圖2給出了圖1電路對應(yīng)的原理圖。

圖2 電路原理圖Fig.2 Schematic diagram of experiment circuit

圖2 中，電壓電流采用相量表示。，分別是AFE，INV的輸出電壓為流過負載電感LT的電流。試驗時，首先控制AFE 的輸出，使得為期望輸出電壓，令E·I和相等，于是LT上的電壓為0，AFE和逆變器上沒有電流流過；調(diào)節(jié)的相角使得滯后于，于是LT兩端產(chǎn)生壓差并流過電流。

圖2所示的電壓、電流關(guān)系為若設(shè)定E·

A相角為0，則式（1）對應(yīng)的相量關(guān)系如圖3所示。

圖3 電壓、電流相量圖Fig.3 Voltage，current phasor diagram

圖3中，Δθ為滯后于的角度，φ為電流相量的相角，-φ即為功率因數(shù)角，其數(shù)值等于Δθ的一半。可見，對于任意給定的，若期望試驗的電流幅值和功率因數(shù)已知，則電流相量已知，進一步可算出期望輸出的。于是，通過控制AFE和逆變器的輸出電壓分別等于和，即可實現(xiàn)對AFE 在期望輸出功率和功率因數(shù)下的功率試驗。舉例來說，若選LT的標(biāo)幺值為10%，和的幅值均為100%，則設(shè)置Δθ=5.8°時輸出電流達到額定，且功率因數(shù)為0.999。理論上講，通過適當(dāng)調(diào)節(jié)AFE和逆變器輸出電壓的相角偏差和幅值偏差，功率因數(shù)調(diào)節(jié)范圍可以是［-1，1］。但是在一些工況下，例如幅值為100%、AFE輸出容性無功且功率因數(shù)較低，要求的幅值大于100%。由于圖1 電路中可以流通3 次諧波電流，本文方法不適合采用3 次諧波疊加方法提高調(diào)制度，裝置無法輸出大于100%的基波電壓，因此對這種輸出電壓幅值超過100%的情況，需考慮適當(dāng)減小幅值。另外，負載電抗取值要適當(dāng)，取值過大可能無法輸出額定電流，過小則電流波形畸變會很嚴(yán)重，與實際工況不符，通常可選10%左右。

3 仿真分析

為了驗證所述試驗方案的可行性，針對1 臺大功率三電平變頻器做了仿真研究。變頻器的額定值為：正、負組直流電壓設(shè)定為Udc=2.4 kV，額定輸出電壓Un=3.3 kV，額定輸出容量Sn=8 MV·A。負載電抗LT=0.4 mH，考慮到中壓變頻器通常需要限制其電壓變化率，模型中在AFE和逆變器的交流側(cè)安裝了LC 結(jié)構(gòu)的du/dt 濾波器，AFE 和逆變器均采用三角波比較正弦PWM 調(diào)制，載波周期1.6 ms。

3.1 運行工況控制

考慮圖3 分析的情況，設(shè)定AFE 和逆變器輸出相電壓幅值相等，有效值均為1 700 V，相角差Δθ=6°，不難算出此時電流IL=1 400 A，功率因數(shù)0.998，AFE輸出的有功、無功分別應(yīng)為7.1 MW和14 kvar。為了和后續(xù)試驗系統(tǒng)保持一致，仿真的電壓、電流測量點選在濾波器輸出一側(cè)，這會給測量結(jié)果和理論預(yù)期造成微小誤差。圖4給出了此時AFE側(cè)電壓電流仿真結(jié)果。

圖4 單位功率因數(shù)時的電壓、電流波形Fig.4 Voltage and current waveforms under unit power factor

可以看出，圖4中的電壓、電流波形與常見的三電平變流器工作電壓、電流基本相似。電壓波形中含有較大尖峰，這是由于du/dt濾波器中的電容和電感諧振所致，實際試驗時由于線路中的電阻阻尼存在，電壓尖峰會有所減小。諧波分析表明，相電壓基波約為1 670 V，電流基波約為1 340 A，相比設(shè)定值的誤差分別為1.76%和5%。其中電壓誤差主要是由于電力電子器件管壓降和du/dt濾波器上的電感分壓所致，仿真中的AFE和逆變器采用IGBT 器件，如果改為理想開關(guān)器件，上述電壓誤差會更小。

仿真得出AFE輸出的有功功率在6.8 MW附近波動，無功功率在0.5 Mvar 附近波動，和預(yù)期輸出相比，有功功率的誤差約4.2%，非常接近。無功功率和期望輸出相差較大，如前所述，這是由于理論分析中沒有考慮du/dt 濾波器導(dǎo)致的誤差。

為了驗證對功率因數(shù)的調(diào)節(jié)，設(shè)置AFE輸出電壓幅值為1 700 V，逆變器側(cè)輸出電壓幅值為1 580 V，兩邊電壓的相角差為Δθ=4.6°，可以算出這一工況下的IL＝1 400 A，功率因數(shù)為0.707，AFE 側(cè)的有功和無功輸出分別為5 MW 和5 Mvar，圖5給出了這一工況下的仿真結(jié)果。

圖5 功率因數(shù)0.707時的電壓、電流波形Fig.5 Voltage and current waveforms under power factor of 0.707

圖5a 所示為電感兩端電壓經(jīng)1.6 ms 平均值濾波后的結(jié)果，其實際值為AFE和逆變器A相電壓之差。諧波分析表明，此時的電流基波約為1 340 A，與期望值非常接近；有功輸出在5 MW附近波動，無功輸出在4.5 Mvar 附近波動，符合仿真前的預(yù)期。

3.2 功率器件損耗

變頻器功率試驗的一個重要目的是測試其功率器件的溫升，這一溫升主要由功率器件的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗引起。影響功率器件損耗的主要因素有：流過器件的電流、直流電壓和器件的開、關(guān)時刻［7］。在第2節(jié)中已指出，本文方法電壓給定不疊加3次諧波，因此其脈沖的開、關(guān)時刻可能與疊加3 次諧波時不同，有必要對此做出分析以確認本文方法能夠模擬實際變頻器的溫升。下面以1 臺三電平變頻器為例，考察了其分別采用疊加3次諧波和不疊加3次諧波時的1#管脈沖，如圖6所示。

圖6 功率器件損耗仿真Fig.6 Simulated results of power devices loss

圖6 中虛線是采用本文方法的仿真結(jié)果，實線是三電平逆變器向阻感負載饋電的仿真結(jié)果，其電壓給定中疊加有3 次諧波。仿真功率因數(shù)為0.93，其他設(shè)定和3.1 節(jié)相同。圖6a 為1#功率器件的觸發(fā)脈沖，圖6b 給出了流過器件的電流。三角波是PWM 調(diào)制的載波，兩種情況的載波完全相同。由圖6 可以看出，兩種方式PWM脈沖的開、關(guān)時刻非常接近，并且在脈沖開、關(guān)時刻流過器件的電流也近似相等，因此可以推論：本文方法可以較為準(zhǔn)確地測試變頻器功率器件損耗、溫升。

4 試驗驗證

所述試驗方法在1 臺大功率三電平AFE 變頻器上做了試驗驗證。變頻器額定值與仿真相同，功率器件采用集成門極換流晶閘管（integrated gate-commutated thyristor，IGCT），型號為5SHY 35L4520，最大耐壓4 500 V，最大反向關(guān)斷電流4 000 A。被試變頻器的實物照片如圖7 所示。

圖7 大功率IGCT三電平AFE變頻器Fig.7 Picture of the tested high power IGCT 3-level AFE converter

試驗系統(tǒng)按圖1方式接線，負載電抗0.4 mH。為安全考慮，試驗電壓、電流及輸出功率逐漸提升。首先試驗輸出功率約1/4 額定時的工況，直流電壓設(shè)定為1 200 V，AFE和逆變器輸出電壓給定均設(shè)為760 V，電壓相角差設(shè)為6.6°，根據(jù)上述設(shè)定可以算出輸出電流應(yīng)為700 A，功率因數(shù)大約0.998。為避免相角差計算錯誤導(dǎo)致意外輸出大電流，試驗中根據(jù)采樣到的電流峰值對輸入的相角差做了限定：當(dāng)電流峰值大于預(yù)設(shè)門限值，則鎖定相角差為當(dāng)前值。輸出1/4功率時的試驗結(jié)果如圖8所示。

圖8 額定工況下的電壓、電流波形Fig.8 Experimental voltage and current waveforms under half ratings

圖8中，CH1～CH3分別為A相電壓（1 kV/格）、AB 線電壓（1 kV/格）和A 相電流（500 A/格）?？梢钥闯?，電壓、電流與仿真波形非常相似，變頻器工作正常。對示波器數(shù)據(jù)的諧波分析結(jié)果表明，相電壓基波710 V，輸出電流基波583 A，和給定值有較大差別，這主要是由于電流波形中包含的某些低頻諧波，使得波峰、波谷處的幅值被抬升或降低，達到電流預(yù)設(shè)門限所致。圖8 中相電壓和相電流的相位幾乎一致，諧波分析結(jié)果表明，基波相角差約為4.5°，和預(yù)設(shè)值接近?？傮w來看，試驗電壓、電流尖峰不大，波形基本保持正弦，能夠滿足模擬變頻器正常運行工況的要求。

圖9給出了5 MW功率試驗結(jié)果。

圖9 5 MW功率試驗結(jié)果Fig.9 Experimental results of 5 MW power test

圖9中，CH1～CH3分別為1#，2#管壓降（1 kV/格）和相電流（2 000 A/格）。直流電壓為2 400 V，相電壓為1350 V，相電流為1 350 A，輸出功率約5.5 MW。圖9b 給出了1#IGCT 開通時的暫態(tài)電壓、電流，其中用示波器光標(biāo)a，b 測量出1#管壓降因限流電抗續(xù)流引起的電壓尖峰值為940 V，在IGCT 可承受范圍內(nèi)。該圖的結(jié)果反映了被試變頻器母排的雜散電感、限流電抗的值是否合理，是驗證IGCT 變頻器結(jié)構(gòu)設(shè)計的重要依據(jù)。

5 結(jié)論

本文提出一種大功率AFE 變頻器功率試驗方法，在變頻器的AFE 和逆變器之間接入電感，通過調(diào)節(jié)AFE 和逆變器輸出電壓的幅值差和角度差，可以靈活調(diào)節(jié)AFE 的輸出電流，使得變頻器運行在期望的功率和功率因數(shù)。該方法可以驗證此類大功率變頻器可靠性及負載能力，考察功率器件運行溫升，具有成本低、耗能少、對電網(wǎng)影響較小，操作方便等優(yōu)點。仿真及試驗結(jié)果表明，所述方法具有較好的實用性及可操作性，可在一定程度上替代傳統(tǒng)的串聯(lián)機組拖動方法。最后，該方法不僅適用于中壓大功率場合，對低壓小功率變頻器試驗也可供借鑒。

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