高效率準(zhǔn)諧振Buck變換器設(shè)計與研究

王金龍，張方華，張 帥

(南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室，江蘇 南京210016)

高效率準(zhǔn)諧振Buck變換器設(shè)計與研究

王金龍，張方華，張 帥

(南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室，江蘇 南京210016)

電感電流臨界連續(xù)工作模式(BCM)Buck變換器，在電感電流下降到零時，輸出濾波電感和開關(guān)管并聯(lián)電容諧振即準(zhǔn)諧振(Quasi Resonant)(QR)。在開關(guān)管兩端電壓諧振到零的時候開通開關(guān)管，則可以實現(xiàn)零電壓零電流開通(ZVS/ZCS)。本文通過詳細分析輸出電感與開關(guān)管并聯(lián)電容的諧振過程，得出開關(guān)管兩端電壓為零的時間，并且通過設(shè)計延時電路，以保證輸入電壓變化時依然能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓和零電流開通(ZVS/ZCS)。在開關(guān)管關(guān)斷時由于開關(guān)管兩端并聯(lián)了諧振電容，可近似認為是零電壓關(guān)斷。而且 Buck變換器工作于BCM模式時輸出濾波電感體積小，動態(tài)響應(yīng)速度變快，二極管自然關(guān)斷，沒有反向恢復(fù)損耗。最后設(shè)計了一臺3kW的原理樣機，最高效率可以達到98.7%。

臨界連續(xù);ZVS/ZCS;準(zhǔn)諧振;延時電路

1 引言

Buck變換器因其簡單，可靠的結(jié)構(gòu)，在很多場合都有應(yīng)用如 VRM、PFC、燃料電池充放電［1-3］等。通常情況下為了方便控制和設(shè)計，Buck變換器工作在CCM模式。在該模式下，開關(guān)管開關(guān)損耗很大，續(xù)流二極管也存在反向恢復(fù)損耗，同時輸出濾波電感的體積大，動態(tài)響應(yīng)比較慢。為了實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，先前有學(xué)者提出一種準(zhǔn)方波零電壓開關(guān)Buck變換器［3］，通過檢測電感電流的方向，來控制輔助管的關(guān)斷，使電感電流反向之后給主管結(jié)電容放電，以實現(xiàn)零電壓開關(guān)，但是有一定的控制難度且多了一個輔助開關(guān)管。后來也有學(xué)者提出將 Buck變換器設(shè)計工作在 BCM模式［4-6］，既可以減小電感［6］，也可以在電感電流到零時，通過電感與開關(guān)管并聯(lián)電容的準(zhǔn)諧振來實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通。文獻［4］提出了一種BCM模式的控制方式，該方法是通過直接檢測二極管兩端電壓，在電壓諧振上升到上限值之后開通開關(guān)管，該控制方法對芯片的耐壓提出了要求，而且該文章并沒有給出詳細的開關(guān)管開通時間設(shè)計。文獻［5］是利用了耦合電感實現(xiàn)電路的零電壓開關(guān)，但是在開關(guān)管關(guān)斷的時候電感上會有很大的電流尖峰，二極管電流應(yīng)力增加。文獻［7］通過耦合電感實現(xiàn)在電感電流連續(xù)模式下的開關(guān)管的零電壓開關(guān)，但是添加了多余的耦合電感和二極管。本文針對上述問題設(shè)計了一款 3kW QR BCM Buck變換器，使用基本的 Buck電路結(jié)構(gòu)，通過詳細的分析濾波電感和開關(guān)管并聯(lián)電容的諧振過程，使用電感電流過零檢測的方法，設(shè)計一個延時電路使得在輸入電壓變化范圍內(nèi)都可以實現(xiàn)開關(guān)管 MOSFET的零電壓開關(guān)，最高效率達到了98.7%。

2 QR BCM Buck變換器工作原理

QR BCM Buck變換器主電路和工作波形如圖1所示。工作波形分別為占空比D，MOSFET漏源極兩端電壓Vds和輸出濾波電感電流iLf。如圖1(b)所示其工作模態(tài)有四個:

模態(tài)1(t0－t1):t0之前，電感電流小于0，Q1體二極管導(dǎo)通，兩端電壓近似為0，在t0時刻開通開關(guān)管Q1為零電壓開通，此時電感電流很小，Q1也為零電流開通。

圖1 BCM Buck變換器主電路和工作波形Fig．1 Circuit and waveforms of BCM converter

模態(tài)2(t1－t2):t1時刻電感電流大于0且線性上升，在t2時刻電感電流達到最大值，此時關(guān)斷開關(guān)管Q1。在該模態(tài)中電感電流大小為:

模態(tài)3(t2－t3):在t2時刻Q1關(guān)斷，電感電流給Q1結(jié)電容和外并諧振電容充電，開關(guān)管兩端電壓緩慢上升，可認為是零電壓關(guān)斷。在此期間電感兩端電壓為輸出電壓－Vo，電感電流線性下降，電感電流大小如下:

模態(tài)4(t3－t4):t3時刻電感電流下降到0，輸出電感Lf和Q1、D1的兩端電容Cr1、Cr2進行準(zhǔn)諧振，由于Cr2較小可以忽略同時也忽略開關(guān)管和二極管的輸出電容。電感電流繼續(xù)下降，Q1漏源極兩端電壓下降，二極管 D1兩端電壓上升，電感電流和 Q1漏源極兩端電壓VDS大小如下:

由式(3)可知，Q1漏源極電壓最小為 VDS=Vin－2Vo，在Vo≥0.5Vin時，Vds最小為0，此時開通開關(guān)管可以實現(xiàn)零電壓開通。在(t3－t4)這段時間內(nèi)開關(guān)管兩端電壓VDS波形如圖2所示。

圖2 開關(guān)管兩端電壓Fig．2 Voltage of switch

由圖2可知，在漏源極兩端電壓最小時，如ta、tc時刻開通開關(guān)管，可以實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓或者谷底開通。本文為了方便設(shè)計和減小損耗，在 ta時刻開通開關(guān)管。

由于模態(tài)1和模態(tài)4的時間很短，可以近似認為Buck變換器工作在電感電流連續(xù)模式。

輸入輸出電壓關(guān)系為:

3 準(zhǔn)諧振Buck變換器結(jié)構(gòu)與設(shè)計

為了保證電感電流臨界連續(xù)，在電感電流到零時必須開通開關(guān)管。為了實現(xiàn)上面的功能，本文選擇控制芯片NCP1607，實現(xiàn)電感電流過零點的捕捉(ZCD)。整個電路的結(jié)構(gòu)如圖3所示。

電路進入穩(wěn)態(tài)之后，當(dāng)電感電流下降到零時，電感和開關(guān)管Q1兩端電容諧振，電感兩端電壓下降，當(dāng)ZCD腳電壓下降到1.6V的時候，RS觸發(fā)器觸發(fā)開關(guān)管開通。同時芯片內(nèi)部，大小為270μA的恒流源給電容Ct充電，當(dāng)電容電壓等于誤差放大器輸出電壓時，開關(guān)管 Q1關(guān)斷，電容 Ct兩端并聯(lián)開關(guān) St導(dǎo)通，電容電壓迅速下降到0，等到電感電流到0之后重復(fù)上面的過程。設(shè)變換器效率為 η，開關(guān)管導(dǎo)通時間為Ton，輸出功率為Po，則開關(guān)管關(guān)斷時間

開關(guān)周期為

圖3 電路閉環(huán)結(jié)構(gòu)Fig．3 Topology of close-loop circuit

由式(8)可知在負載變化時，開關(guān)頻率fs變化，本文根據(jù)效率和開關(guān)頻率的限制設(shè)定在3kW時開關(guān)頻率為50kHz，設(shè)計出輸出電感為Lf=20μH。

由于芯片內(nèi)部給電容 Ct兩端電壓設(shè)定了最大值，可知開關(guān)管Q1的最大導(dǎo)通時間Tonmax為

式中，Icharge=270μA;VCTmax=2.9V，VCTmax為電容 Ct兩端最大電壓。

同時由式(9)可得:

可知 Ct的大小必須要滿足在最大功率時的Ton?？梢缘贸?/p>

圖4為ZCD電路，開關(guān)管Q1開通時，Lf承受正向壓降時，VZCD為負，在開關(guān)管關(guān)斷Lf承受反向壓降時，VZCD為正。在電感電流到0之后，輸出濾波電感與Q1管兩端并聯(lián)電容諧振，MOS管兩端電壓下降，二極管電壓上升，電感兩端電壓下降，在 VZCD＜1.6V時，開通開關(guān)管?？紤]輸出電壓的幅值和芯片引腳輸入電壓，設(shè)計 Np:Ns=15。則 VZCD=1.6V時，電感兩端電壓為VL=－24V。此時開關(guān)管Q1兩端電壓VDS=Vin－Vo+24。

圖4 電感電流過零點檢測(ZCD)電路Fig．4 Zero current detect(ZCD)circuit

為了保證在輸入電壓改變時，開關(guān)管 Q1都可以實現(xiàn)零電壓開通，則必須在漏源極電壓Vds=0的時候開通Q1。如圖5所示在 t11時電感電流下降到0和MOSFET漏源極并聯(lián)電容諧振，在 t12時 VDS= Vin－Vo+24，在t13時VDS諧振到0，Q1寄生二極管導(dǎo)通，并聯(lián)電容不參與諧振。此時加在電感兩端電壓為Vin－Vo，電感電流線性上升，到 t14時電感電流上升到零，如果此時沒有開通開關(guān)管 Q1則輸出濾波電感和MOSFET并聯(lián)電容繼續(xù)諧振，Q1兩端電壓又重新上升。為了保證開關(guān)管零電壓開通，必須在t13～t14之間開通開關(guān)管Q1。

圖5 電感電流和MOSFET漏源極電壓波形Fig．5 Waveforms of inductor current and Vdsof MOSFET

由式(3)可知在VDS=Vin－Vo+24時

Vds=0時諧振的時間

則電感電流上升到零的時間為

由式(15)、式(13)可知

由式(16)可以看出，在輸出電壓，輸出濾波電感和并聯(lián)諧振電容不變時，準(zhǔn)諧振時間只與輸入電壓有關(guān)。為了保證在輸入電壓變化范圍內(nèi)，開關(guān)管的開通是在 t13～t14之間，必須在過零點捕捉信號 t12之后，加上適當(dāng)?shù)难舆t時間來實現(xiàn)，具體實現(xiàn)可以通過在過零點捕捉電路后面或VGS驅(qū)動芯片之前分別加了RC延遲電路如圖3所示，通過合理地設(shè)計其中任意一個RC延遲電路則可以實現(xiàn)開關(guān)管Q1的零電壓開通。

在本實驗中Ct=2400pF，電感Lf=20μH，輸出電容Co 1=750μF，并聯(lián)諧振電容Cr1=4nF，Cr2=0，MOSFET選用的是ST公司的STW77N65M5。輸入電壓范圍為240～300V，額定工作電壓270V，額定輸出電壓為210V。

圖6 (t14－t12)，(t13－t12)與輸入電壓之間的關(guān)系Fig．6 Relationship between(t14－t12)，(t13－t12) and input voltage

從圖6中可以看出在輸入電壓變化范圍內(nèi) (t1 4－t1 2)最小為 870ns，(t1 3－t1 2)最大為 134ns，為了保證開關(guān)管零電壓開通，開關(guān)管必須在134～870ns之間開通。芯片內(nèi)部的延遲為100ns，通過設(shè)計RC延時電路使之延遲時間為 600ns，經(jīng)計算取 R= 1kΩ，C=220pF，則可以實現(xiàn)輸入電壓變化范圍內(nèi)開關(guān)管的零電壓開通。

4 實驗驗證

為了驗證本文的方案，研制了3kW，QR BCM Buck變換器。圖 7(a)輸入電壓 270V、輸出電壓210V，功率為1500W 的波形;圖7(b)為輸入電壓270V、輸出電壓210V，功率3000W的波形，可以看出負載變化時，零電壓開關(guān)依然可以實現(xiàn)。圖7(c)為輸入電壓250V、輸出電壓210V，功率3000W時的波形，與圖7(b)相比依然可以使先零電壓開通。圖8為變換器在270V輸入時各個功率下的效率，電路最高效率可以達到98.7%。

圖7 實驗波形Fig．7 Experimental waveforms

5 結(jié)論

準(zhǔn)諧振BCM Buck變換器將電感電流設(shè)計在臨界連續(xù)模式，減小了磁性元件的體積重量。在電感電流減小到零時，輸出濾波電感和開關(guān)管并聯(lián)電容諧振，通過設(shè)計開關(guān)管的開通時間，使開關(guān)管開通時，漏源極電壓為0，可以實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓、零電流開通，減小了電路的開通損耗，提高了變換器整體效率。

圖8 效率曲線Fig．8 Efficiency curve

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［2］Hangseok Choi．Interleaved boundary conduction mode (BCM)buck power factor correction(PFC)converter ［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2013， 28(6):2629-2633．

［3］林國慶，陳志堅，何新松 (Lin Guoqing，Chen Zhijian，He Xinsong)．一種 Buck變換器的軟開關(guān)控制策略 (A novel soft-switching control strategy for Buck converter)［J］．電工電能新技術(shù) (Advances Technology of Electrical Engineering＆Energy)，2011，30(1): 20-23．

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Design and study of high efficiency quasi resonant Buck converter

WANG Jin-long，ZHANG Fang-hua，ZHANG Shuai
(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion，Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 210016，China)

When the inductor current of boundary conduction mode(BCM)Buck converter falls to zero，the output filter inductor will resonate with the capacitor across the switch called Quasi Resonant．If the switch is turned on when the voltage of resonant capacitor is zero，ZVS and ZCS turn-on can be achieved，and the switching loss is eliminated．This thesis analyses the resonance between output inductor and the capacitor in detail，and find out the time when the voltage across the switch is zero．Then by using a proper delay circuit，zero voltage switching and zero current switching of switch are assured．When the Buck converter works in BCM mode the output filter inductor is small，and the reverse recovery loss of diode is eliminated，so dynamic performance can be improved．And there is a capacitor across the switch when it is turned off，and ZVS turn-off is achieved．At last a 3kw prototype is designed，and the highest efficiency is 98.7%．

boundary conduction;ZVS/ZCS;quasi resonant;delay circuit

TM46

A

1003-3076(2014)04-0011-05

2013-09-25

國家高技術(shù)研究發(fā)展計劃(863計劃，項目編號2011AA11A249)

王金龍(1990-)，男，江蘇籍，碩士研究生，主要研究方向為航空電源;張方華(1976-)，男，江蘇籍，教授，博士生導(dǎo)師，主要研究方向為航空電源，照明電源，新能源發(fā)電系統(tǒng)。