超短波接收機預選濾波器的設計與實現(xiàn)

黎 琴，常雨芳，梅 冬，李 斌，方 勇，唐 靜

（1常州國光數(shù)據(jù)通信有限公司，江蘇 常州213000；2湖北工業(yè)大學電氣與電子工程學院，湖北 武漢430068；3武漢理工大學信息工程學院，湖北 武漢430070）

現(xiàn)代無線通信設備不斷增加，信號更加擁擠，電磁環(huán)境日益復雜。傳統(tǒng)的超短波接收機前端電路已適應不了現(xiàn)代電子干擾、對抗、偵察與反偵察等技術的發(fā)展。而擴頻通信所具有的強抗噪聲、抗干擾、抗衰落、抗多徑能力，對接收機前端電路的抗鄰道干擾性能及其綜合指標提出了更為嚴格的要求［1－3］。

本文重點討論位于超短波接收機射頻前端輸入的選頻電路，通過對高選擇性能的選頻濾波電路的分析，研究低插損、低帶內(nèi)波動、高信號選擇及超強抗鄰道干擾性能的前端預選濾波器，解決超短波接收機難以克服的鄰道超強干擾問題，從而改善接收機的性能［4－5］。

1 超短波抗干擾預選濾波器設計方案與性能分析

1.1 抗干擾數(shù)控預選濾波器的設計方案

本文提出的超短波抗干擾數(shù)控預選濾波器結構如圖1虛框所示。由天線接收并經(jīng)過前端保護電路的超短波無線電信號輸入到分波段數(shù)控電調(diào)諧濾波器1，進行跟蹤選頻，并消除鄰帶干擾和噪聲，得到的信號經(jīng)過增益控制放大器放大，再由數(shù)控電調(diào)諧濾波器2進一步濾除帶外干擾，最后輸出給超短波接收機混頻器［6］。

圖1 超短波抗干擾數(shù)控預選濾波器簡化結構圖

1.2 抗干擾預選濾波器的特性分析

抗干擾預選濾波器的關鍵是輸入端選頻回路的設計與實現(xiàn)，其對系統(tǒng)性能影響最大。本設計采用電感耦合型雙調(diào)諧回路（圖2）。與常用的互感耦合、電容耦合相比，電感耦合減少了回路的相互影響，使調(diào)節(jié)更加方便［7－8］。

圖2 電感耦合雙調(diào)諧回路

1.2.1 電感耦合雙調(diào)諧回路特性 圖2中若只考慮初級接信號源對選頻回路影響，將次級短路，即＝0（圖3a），則

若只考慮回路Π對回路Ι的影響時，如圖3b所示，由回路對稱性，易得電流與的比值為

圖3 電感耦合雙調(diào)諧回路的初、次級等效圖

故電感耦合雙調(diào)諧回路的耦合系數(shù)

再由回路節(jié)點電流法得圖2中節(jié)點1、2的節(jié)點方程如下：

可解得輸出電壓

當式（7）中η＝1時，在ξ＝0處，電壓U2的極大值為U2max＝Is／2g，與（7）式相比可得諧振曲線的相對抑制比

通常稱最佳全諧振時初、次級間的耦合為臨界耦合，此時初、次級回路滿足諧振條件及阻抗匹配條件，當Q1＝Q2＝Q時有臨界耦合系數(shù)kLc≈1／Q，故高Q電路其臨界耦合系數(shù)很小。

1.2.2 兩級級聯(lián)雙調(diào)諧回路特性 由圖1可知輸入信號經(jīng)第一級雙調(diào)諧回路和放大器后，將再通過一級結構相同的雙調(diào)諧回路進一步選頻。由式（8）知一級雙諧振回路臨界耦合時的諧振曲線為2／，而總諧振曲線應為兩級雙調(diào)諧回路諧振曲線的乘積，即A（ω）／A（ω0）＝4／（4＋ξ4），分別令4／（4＋ξ4）＝1／和4／（4＋ξ4）＝0.1，可得兩級雙調(diào)諧回路級聯(lián)后的矩形系數(shù)

可見，電感耦合雙調(diào)諧回路通過兩級級聯(lián)后，矩形系數(shù)比單級雙調(diào)諧回路更為理想，大大提高了選頻放大器的選擇性能。

2 超短波抗干擾預選濾波器的設計

調(diào)諧回路的最高諧振頻率與最低諧振頻率之比稱為頻率覆蓋系數(shù)，用Kf表示，即

超短波波段為30～88MHz，綜合考慮其應具有高選擇性、低帶內(nèi)波動等要求，將其劃分為兩個波段，可算出Kf≈1.71，降低了頻率覆蓋系數(shù)，容易保證良好的電調(diào)諧特性。分段后頻率范圍分別為30～51MHz和51～88MHz。由此設計的分波段超短波電調(diào)諧預選濾波器及其控制電路框圖見圖4。由反相器與開關 K11、K12、K21、K22控制波段選擇；經(jīng)過低噪聲放大器進行增益可控的信號放大；而由電感耦合雙調(diào)諧回路組成的兩級分段電調(diào)諧濾波器分別位于放大器電路的輸入、輸出端，對放大處理前后的信號進行跟蹤濾波。

以第二波段51～88MHz為例，對電調(diào)諧濾波器進行設計。濾波器電路采用圖2所示電感耦合的雙調(diào)諧回路，在L、C調(diào)諧回路中，電容可變化的最大容量與最小容量之比為電容覆蓋系數(shù)KC，由式（10）及ω2＝1／（LC），則有：

若選取電感L值為330nH，回路的諧振頻率分別為該波段頻率邊界值51MHz和88MHz時，帶入f＝1／（2π）可得電容C值分別約為29.5pF和9.9pF，其電調(diào)諧性能可由變?nèi)荻O管來實現(xiàn)。圖5為選用的變?nèi)荻O管BB148的電容值隨反向電壓變化的特性曲線，當反向電壓從－1V～－10 V變化時，電容的變化范圍約為40pF～8pF，其電容覆蓋系數(shù)5＞2.98，滿足要求。再綜合考慮影響回路Q值的諸因素，取回路最佳全諧振時Q值約為20，將L＝330nH代入可得耦合電感LM＝6.27μH 。

圖4 超短波數(shù)控抗干擾跟蹤預選濾波器組成框圖

圖5 變?nèi)荻O管BB148的電容值隨反向電壓變化的特性曲線

圖6 為設計的超短波抗干擾預選濾波器第二波段的電原理圖。為避免接收信號過強使變?nèi)荻O管導通對回路影響，將兩支變?nèi)莨芡瑯O性背靠背聯(lián)接再兩組并聯(lián)，如圖6中D11～D22，則其總容量仍相當于單管電容值。同時并聯(lián)2～7pF半可調(diào)電容C11～C22方便于微調(diào)容值。前、后兩級諧振回路的輸入、輸出均通過抽頭耦合，與系統(tǒng)要求的50Ω阻抗良好匹配。

調(diào)諧電壓一和調(diào)諧電壓二分別壓控兩級雙調(diào)諧回路中的變?nèi)荻O管的電容值，實現(xiàn)電調(diào)諧第二波段51～88MHz頻率范圍的雙調(diào)諧回路跟蹤選頻濾波與干擾抑制，兩級間插入增益控制低噪聲放大器放大。其中，低噪聲放大器選用噪聲系數(shù)小，其輸出1dB壓縮點和三階互調(diào)截點高，輸入、輸出電阻均為50Ω的寬帶MMIC放大器芯片，保證放大器的良好線性度。

圖6 第二波段數(shù)控抗干擾預選濾波器電原理圖

第一波段（30～51MHz）的設計中電路結構完全相同，電感L值取為820nH，則耦合電感LM為15.58μH，電容值調(diào)節(jié)范圍為34.3～11.9pF。

3 仿真及指標測量

采用Agilent公司的ADS軟件分別對所設計的超短波抗干擾預選濾波器的笫一波段和笫二波段進行仿真［9，10］。笫一波段的中心頻率為40.4MHz時的仿真結果見圖7，可看出，當頻率為36.4MHz（低于中心頻率約10%）時，衰減約為34.4dB；當頻率為44.4MHz（高于中心頻率約10%）時，衰減約為35.8dB。笫二波段的中心頻率為60.9MHz時的仿真結果見圖8，可看出，當頻率為54.8MHz（低于中心頻率約10%）時，衰減約為35.9dB；當頻率為67MHz（高于中心頻率約10%）時，衰減約為38.1dB?？梢?，本文所討論的電感耦合雙諧振濾波器電路具有較高的選擇性及抗鄰道干擾能力，可以滿足超短波數(shù)控抗干擾跟蹤預選濾波器的指標要求。

圖7 中心頻率為40.4MHz時的仿真結果

圖8 中心頻率為60.9MHz時的仿真結果

對實際設計的超短波抗干擾預選濾波器電路的笫一波段和笫二波段分別選三個頻率點，采用Agilent公司的S參數(shù)網(wǎng)絡分析儀，測試在中心頻率點的增益值及偏離調(diào)諧頻率±10%頻率處的衰減值如表1所示。

表1 室溫條件下頻率為f0、f0＋／－10%時的增益值

從表1可以看出，取一波段的中心頻率為50.5 MHz時，f0處的增益為5.8dBm，f0＋10%頻率為55.55MHz時測得增益為－25.4dBm，衰減值為31.2dBm；而f0－10%時頻率為45.45MHz處的增益為－26.5dBm，衰減值為32.3dBm。在二波段中心頻率為87.5MHz處的增益為5.6dBm，而f0＋10%頻率為96.25MHz時增益為－27.4 dBm，衰減值為33dB；f0－10%頻率為78.75 MHz處增益為－26.5dBm，衰減值為32.1dB?？梢?，實測數(shù)據(jù)與仿真結果相差不大，驗證了所設計的預選濾波器具有較好的抗住了鄰道干擾性能。

4 結論

由電感耦合雙調(diào)諧回路構成的超短波抗干擾預選濾波器，通過改變調(diào)諧電壓控制變?nèi)荻O管參數(shù)實現(xiàn)預選跟蹤濾波，對實際制作濾波器樣品的測試數(shù)據(jù)初步達到了所要求的性能指標，具有工作頻率切換速度快、調(diào)諧精度高、體積小等特點。目前已經(jīng)實際應用于實驗室超短波接收機射頻前端電路中。下一步的優(yōu)化設計目標是提高其選擇性、降低帶內(nèi)插損。

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