一種采用PLM 調(diào)制方法的LED 驅(qū)動電路*

毛佳佳，楊依忠，季翔宇，張 章，解光軍

(合肥工業(yè)大學電子科學與應用物理學院，合肥230009)

LED 已廣泛應用于液晶顯示器背光照明、手機照相機閃光燈、汽車照明、交通信號燈以及通用照明等領域，隨著科技的發(fā)展以及對于LED 需求的日益增加，設計者對于LED 驅(qū)動的性能追求也越來越高，高精度、高轉(zhuǎn)換效率、寬輸入范圍等特性成為衡量一款產(chǎn)品性能的重要參數(shù)。相對于其他同類產(chǎn)品，LED 以其節(jié)能、環(huán)保、高發(fā)光效率、長壽命等優(yōu)點，越來越有取代其他燈具的趨勢［1］。

LED 屬于電流驅(qū)動器件，它的發(fā)光亮度與流過LED 的正向電流成正比，不穩(wěn)定的電流不僅會影響LED 的發(fā)光亮度等性能，還可能嚴重影響LED 的使用壽命。因此，為了保證每一個LED 發(fā)光強度的一致性，設計一款能夠提供穩(wěn)定電流的控制芯片，顯得尤為重要。本文在常見的BUCK 型LED 驅(qū)動的基礎上，運用PLM 技術(shù)，設計了一款高精度、高效率的LED 驅(qū)動芯片。

1 整體芯片結(jié)構(gòu)

1.1 PLM［3-4］原理分析

脈沖電平調(diào)制PLM 是一種新型的LED 恒流控制方法，能夠提供精確且高效的電流控制。圖1(a)是常見的峰值電流控制模式［5］的環(huán)路結(jié)構(gòu)及其主要波形，首先將輸出電壓的采樣信號與參考電平通過誤差放大器，再將產(chǎn)生的電壓誤差VC與采樣的電感電流上升沿信號通過PWM 比較器，獲得調(diào)制方波來控制開關(guān)管的導通與關(guān)閉，得到需要的穩(wěn)定電流。但是峰值電流控制有其缺點，這種方法并不是真正地控制平均輸出電流，因為峰值電流的大小不能與平均電感電流的大小一一對應。如圖中所示，當負載變化的時候，會導致占空比(D1、D2、D3)或者紋波大小的變化，相同的峰值電感電流可以對應不同的平均電感電流Iavg1、Iavg2、Iavg3，而且紋波大小又與選取的電感和電容相關(guān)，因此要獲得較為精確的輸出電流，對電感和電容的要求也較高。由于峰值電流控制產(chǎn)生的電流與真正的平均電感電流之間的誤差較大，難以校正。為了克服這一缺點，本芯片采用了脈沖電平調(diào)制法，圖1(b)是脈沖電平調(diào)制方法的環(huán)路結(jié)構(gòu)及其主要波形。

圖1 峰值電流控制模式與PLM 調(diào)制模式

VRP為參考脈沖產(chǎn)生電路生成的脈沖方波信號，該信號通過采樣觸發(fā)器輸出VPULSE信號并經(jīng)過一定的變換得到。VRP信號與VPULSE同步，因此具有相同的占空比和周期。VISNS為開關(guān)管下端采樣電阻上的電壓采樣信號，該信號也是PLM 調(diào)制方法的關(guān)鍵信號，將VISNS與VRP一起經(jīng)過信號放大后輸入到誤差放大器。由于VPULSE通過控制開關(guān)管的導通與關(guān)斷產(chǎn)生VISNS信號，因此VRP信號與VISNS信號擁有相同的周期和占空比，即可以近似地看成同步信號。假設VISNS信號的斜坡中點電位為VMSL，VRP參考脈沖的峰值為VREF，將這兩個信號通過誤差放大器，相當于對斜坡中點VMSL和VREF進行誤差比較，之后將誤差放大器產(chǎn)生的誤差信號送到PWM 比較器，產(chǎn)生控制方波信號來驅(qū)動開關(guān)管。因此當VMSL低于VRP的峰值VREF時，誤差放大器輸出升高，導致PWM 比較器輸出方波的占空比升高。功率開關(guān)管導通時間也相應提高，在接下來的幾個周期內(nèi)提升VISNS的VMSL值;而當VMSL高于VRP的峰值VREF時，同理可得。因此，整個調(diào)節(jié)過程是一個動態(tài)的穩(wěn)定過程，這一調(diào)節(jié)過程直到VMSL=VREF，開關(guān)管電流斜坡的中點VMSL，其實對應了真正的輸出電感電流的平均值，因此只要設置一個峰值電平一定的參考方波，也就確定了VMSL的值，相應的平均電感電流也就固定了。且相對于峰值電流控制，該方法得到的平均電流值與紋波大小以及占空比都無關(guān)，所以電流更加精確穩(wěn)定。通過對比不難發(fā)現(xiàn)，PLM 與常見的采用PWM 調(diào)制的其他控制方法相比，最大的區(qū)別在于初期信號的采樣及其處理。從后續(xù)控制來看，其實質(zhì)也是通過在一定的脈沖頻率下調(diào)節(jié)脈沖的寬度，來達到控制開關(guān)管導通時間的目的，因此PLM 是基于PWM的改良。

1.2 芯片結(jié)構(gòu)

圖2 所示為本文設計的采用脈沖電平調(diào)制方法的BUCK 型LED 驅(qū)動電路。芯片的基本模塊包括:預調(diào)整電路［6］、基準電壓模塊、誤差放大器、PWM 比較器、振蕩器、參考脈沖生成模塊，驅(qū)動級和功率開關(guān)管等。采用低邊電流檢測和N 型功率開關(guān)管。其余常見的相對于高邊采樣結(jié)構(gòu)的電路，選擇低邊采樣結(jié)構(gòu)有其一定的優(yōu)點:在同等條件下，N 型開關(guān)管工作時的導通電阻要比P 型開關(guān)管小，這樣在電路正常工作時，開關(guān)管上的額外的功率就會更小，有助于提高電路的工作效率;另外采用低側(cè)電流檢測電阻，能夠有效的減少連線的長度和數(shù)量以及在此之上的額外的功耗損失。與采用高邊電阻采樣的結(jié)構(gòu)相比較，兩種結(jié)構(gòu)在一個電感電流周期內(nèi)RISNS上的功耗關(guān)系為:

圖2 采用PLM 調(diào)制方法的BUCK 型LED 驅(qū)動

式(1)中PL為采用低端采樣結(jié)構(gòu)時一個電感電流周期的采樣電阻功耗;PH為采用高邊采樣結(jié)構(gòu)時相應的電阻功耗;D 指周期占空比。因此一個周期內(nèi)節(jié)省的功耗［7］可以表示為:

由上面的兩個公式可得，在占空比D＜1 時，采用低邊采樣的結(jié)構(gòu)額外功耗損失更少，效率也相應得到提高，且可以使整體電路結(jié)構(gòu)更加簡單。

2 主要模塊

2.1 PLM 調(diào)制信號產(chǎn)生電路

從上文可以看到，常見的LED 控制方法都是將電流反饋信號與一個基準電壓通過誤差放大以及后續(xù)控制來實現(xiàn)開關(guān)管的開合動態(tài)平衡的，而PLM 調(diào)制最大的區(qū)別就是將這一基準電壓換成了一個脈沖電平調(diào)制信號VRP。由于該信號最終要與VISNS信號進行比較，且要與該信號保持一定的同步，因此，該信號可以通過采樣觸發(fā)器的輸出端信號并進行變換得到，其變換電路如圖3 所示，由于VPULSE信號采樣自觸發(fā)器的輸出，與VISNS采樣信號相比，兩個信號之間存在驅(qū)動級延遲以及開關(guān)管寄生電容充放電延遲等情況，因此采樣的VPULSE信號與VISNS信號之間存在約十幾至二十納秒左右的延遲，為了保證電路的性能以及穩(wěn)定性，在對VPULSE信號進行變換時，應當考慮適當?shù)难舆t。MN2管作為MOS 電容，通過調(diào)節(jié)該管的尺寸，可以有效的控制信號VRP延遲的大小，使之與VISNS信號保持一定的同步。此外由于MP6管和MN3管反復高速的開啟關(guān)閉，產(chǎn)生的VRP參考脈沖在上升或者下降沿容易產(chǎn)生毛刺或尖峰，而在加上MN2管后，此類問題也可明顯改善。

圖3 VRP產(chǎn)生電路

VREF為基準電路產(chǎn)生的基準電壓，RSET為片外設置電阻，晶體管MP6和MN3均作為MOS 開關(guān)使用。該電路的基本原理為:由于VPULSE為脈沖方波信號，則MP1與MN1構(gòu)成的反相器輸出交替翻轉(zhuǎn)，當VPULSE為高電平時，反相器輸出為低電平，這時MP6導通，MN3關(guān)斷，由RSET電阻設定的電流經(jīng)鏡像后全部通過電阻R1;當VPULSE為低電平時，反相器輸出為高電平，此時MP6管關(guān)斷，MN3開啟，這就導致電阻R1被由MN3構(gòu)成的低阻通路縮短路，輸出VRP端的電位被迅速拉低到GND 電位。由此VRP端跟隨VPULSE產(chǎn)生參考脈沖。通過上面的分析，可以得到當VPULSE為高電平時，最右邊支路的電流可以表示為:

晶體管MP3、MP5與MP2、MP4構(gòu)成電流鏡，假設MP3、MP5與MP2、MP4的尺寸之比為M，則VRP端的幅值電位可以表示為:

由于不同種類LED 的額定工作電流不同，因此可以通過調(diào)換片外電阻RSET，來設置不同的VRP，以便獲得需要的輸出電流。

2.2 PWM 比較器

PWM 比較器在開關(guān)電源類芯片中有著非常重要的作用，其主要性能參數(shù)有響應速度，輸入失調(diào)電壓，功耗面積等，而且要求有較高的增益，目的是為了保證比較的準確性，因此需要全面考慮其工作特性。圖4 所示為本文設計的PWM 比較器電路主要由3 部分組成，第1 級為附加有電流源的差分運放［8］，第2 級為中間級運放，第3 級為輸出級。其中輸出級的主要作用是進行波形整形。

圖4 PWM 比較器

第1 級為差分運放為PMOS 輸入，MN6和MN7作為運放的二極管連接的負載，寬長比相同，MN5和MN8構(gòu)成電流源，寬長比也相同，在一定的尾電流下，增加了MN5和MN8后，會使得通過兩個負載管的電流減小，這樣就可以通過減小負載管上的電流而不是減小其寬長比來降低負載器件的跨導，起到增大運放增益的作用。假設尾電流為ISS2，流過MN5和MN8的電流均為I5，8，則該運放的增益可以近似的表示為

第2 級運放為NMOS 輸入，將上一級的雙端輸出轉(zhuǎn)換為單端輸出，且進一步提高了增益，其增益為:

因此整個PWM 比較器的增益可以表示為:

其增益曲線如圖5 所示。

圖5 PWM 比較器增益曲線

仿真結(jié)果表明，比較器增益達到91 dB 以上，3 dB帶寬為1.1 MHz，截止頻率達800 MHz 以上，滿足本驅(qū)動芯片工作頻率1 MHz 的要求，通過對整體環(huán)路的仿真，測得比較器響應時間為12 ns，上升和下降時間均在2 ns 以內(nèi)，性能符合設計要求。

3 仿真結(jié)果

圖6 輸出電流及紋波大小

本設計采用CSMC 0.5 m 40 V BCD 工藝，使用Spectre 進行仿真驗證。圖6 所示為L=33 H，COUT=10 μF 時仿真得到的LED 電流曲線。設置驅(qū)動的LED 燈個數(shù)為8 個，輸入電壓Vin=33 V。從圖中可以得出輸出電流的平均值為350.1 mA，穩(wěn)定后的紋波大小約18.6 mA，占平均電流的約5.3%，輸出電流穩(wěn)定。由于大的紋波在一定程度上會增加功耗，影響光輸出和LED 的使用壽命，但要使紋波更小，則需要更大的電感等器件，導致成本增加。因此，一般情況下，輸出紋波的大小應該控制在平均電流的20%以內(nèi)［9］。

此時對應的VRP、VS、VEX3 個主要波形如圖7 所示，這兩個信號經(jīng)過同相放大器放大后，再經(jīng)過誤差放大器后產(chǎn)生VEX，將其與三角波輸入PWM 比較器。產(chǎn)生PWM 調(diào)制波。

圖7 VRP、VS、VEX仿真波形

輸出電流相對于輸入電壓的穩(wěn)定性也是衡量一款芯片性能的關(guān)鍵參數(shù)之一，如圖8 所示，以驅(qū)動6個LED 為例，當輸入電壓從28 V 變化到40 V 時，測得的LED 電流對輸入電壓Vin的變化曲線，從該曲線可以看出，輸出電流雖然隨輸入電壓的變化而有所改變，但變化幅度占輸出電流的比例小于±0.5%。因此在較大的輸入電壓變化范圍內(nèi)，該驅(qū)動都能提供穩(wěn)定的輸出電流。

表1 為該芯片與其他非PLM 調(diào)制芯片的性能對比，其中電流精度分別為負載數(shù)一定時，輸出電流相對于輸入電壓變化以及在輸入電壓一致時，LED負載個數(shù)(2 ～10 個)變化對電流的影響?？梢?，同等條件下，在驅(qū)動的LED 個數(shù)越多時，效率也相對較高，且當驅(qū)動10 個LED 時，最高工作效率可以達到96.9%。該芯片在驅(qū)動較少個數(shù)的LED 時，效率優(yōu)勢更加明顯。

圖8 LED 電流對輸入電壓Vin的變化曲線

表1 同類芯片性能對比

4 結(jié)論

本文設計了一款BUCK 型LED 驅(qū)動芯片，根據(jù)PLM 調(diào)制技術(shù)的思想，設計了相關(guān)的模塊以及電路，并用Cadence Spectre 進行仿真，仿真結(jié)果表明，電路功能正常，輸出電流精度高，芯片輸入電壓6 V～40 V，輸出電流350 mA，通過調(diào)節(jié)片外電阻RSET，可獲得不同的輸出電流，以滿足不同功率的LED 需要。當輸入電壓在較大范圍內(nèi)變化時，輸出電流的精度誤差能夠被控制在±0.5%以內(nèi)，且驅(qū)動不同數(shù)量的LED 時電流波動能控制在±1%以內(nèi)。芯片的整體轉(zhuǎn)換效率最高可以達到96.9%，最多可驅(qū)動10個LED，真正實現(xiàn)了對LED 平均電流的穩(wěn)定控制。

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