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    高頻信號直接采樣系統(tǒng)中的抗混疊濾波器設(shè)計

    2013-11-24 02:17:52文智江朱名日
    關(guān)鍵詞:奎斯特通帶沃斯

    文智江,朱名日

    (桂林電子科技大學(xué) 電子工程與自動化學(xué)院,廣西 桂林 541004)

    隨著自動控制技術(shù)的快速發(fā)展,自控系統(tǒng)運(yùn)行時的信號頻率越來越高。在對一實時控制系統(tǒng)的高頻信號進(jìn)行采樣時,要求能夠很快地對其進(jìn)行實時、高速采樣。對于高頻信號的采集,通常采用的方法是下變頻后采樣,即對輸入信號進(jìn)行模擬下變頻并檢波后,將信號從高頻降至基帶,然后經(jīng)模/數(shù)轉(zhuǎn)換后再進(jìn)一步處理。在進(jìn)行模/數(shù)轉(zhuǎn)換時,輸入信號的頻率通常都是在采樣基帶,ADC可以很方便地進(jìn)行采樣。然而,模擬下變頻技術(shù)通常存在因使用模擬器件帶來的穩(wěn)定性差、靈活性低、容易引入噪聲信號、系統(tǒng)動態(tài)范圍小,以及模擬正交解調(diào)時出現(xiàn)零漂并可能存在本振泄漏等問題[1]。對高頻信號采集還可采用直接采樣方法,該方法可以解決模擬下變頻轉(zhuǎn)換時出現(xiàn)的問題,同時還能將輸入信號中的信息更好還原。因此,在對該實時控制系統(tǒng)采集時選用直接采樣。但在高頻直接采樣過程中會出現(xiàn)信號帶內(nèi)混疊現(xiàn)象,影響系統(tǒng)采樣結(jié)果和動態(tài)性能,所以在高頻信號直接采樣系統(tǒng)中必須消除該現(xiàn)象。

    1 奈奎斯特準(zhǔn)則的應(yīng)用

    根據(jù)奈奎斯特準(zhǔn)則[2]:必須以等于或者大于信號帶寬兩倍的速率對信號進(jìn)行采樣,方可保留信號中的全部信息。其轉(zhuǎn)換為公式可以表示為:

    其中,FS為采樣頻率,F(xiàn)BW為可采集到的最大信號頻率。

    當(dāng)被采樣信號的頻率處于第一奈奎斯特區(qū)域內(nèi)時,采用基帶采樣。而當(dāng)信號頻率高于第一奈奎斯特區(qū)域時,可在較高的奈奎斯特區(qū)域內(nèi)進(jìn)行采樣,即進(jìn)行欠采樣。

    如圖1所示,當(dāng)以80 MHz采樣頻率 (FS=80 MHz)進(jìn)行采樣時,若被采樣信號頻率為140 MHz,其將位于奈奎斯特區(qū)4??梢岳斫鉃槊總€奈奎斯特區(qū)寬度為0.5倍采樣頻率,即奈奎斯特區(qū)1為0~0.5 FS,這里通常被稱為基帶;其他奈奎斯特區(qū)如圖1所示,螺旋上升排列。不同的是,當(dāng)被采樣信號位于較高的奈奎斯特區(qū)時,其鏡像會混疊折疊回到奈奎斯特區(qū)1。因此,當(dāng)被采樣信號位于同一個奈奎斯特區(qū)內(nèi),其就滿足奈奎斯特準(zhǔn)則,可通過欠采樣實現(xiàn)模/數(shù)轉(zhuǎn)換。圖1中,140 MHz被采信號的鏡像映射回到了基帶,像是在奈奎斯特區(qū)1內(nèi)有20 MHz信號。

    欠采樣技術(shù)作為高頻直接采樣的理論基礎(chǔ),給出了以低采樣速率的ADC對較高頻率信號進(jìn)行采集的可能,但也解釋了在欠采樣時需解決信號混疊現(xiàn)象的必要性。解決信號混疊的辦法通常有兩種:一是提高采樣頻率;二是使用抗混疊濾波器。前者提高了采樣頻率,使高頻信號位于其采樣基帶內(nèi),但是存在ADC價格高、轉(zhuǎn)換輸出數(shù)據(jù)量大、處理難度增加等問題;此外,制造工藝的限制也會存在采樣分辨率的上限[3]。針對高頻信號帶寬不寬的特點,使用抗混疊濾波器解決信號帶內(nèi)混疊問題,既可用較低采樣速率的ADC采集高頻信號,又可以大大減少ADC輸出數(shù)據(jù)量,便于處理同時成本也較低。因此在進(jìn)行高頻直接采樣時,使用抗混疊濾波器克服帶內(nèi)混疊的問題性價比更優(yōu)。

    2 欠采樣技術(shù)中采樣頻率的選取

    在進(jìn)行欠采樣時,首先考慮采樣頻率Fs的選取,帶通信號采樣定理決定Fs的選取范圍[1]。根據(jù)帶通信號采樣定理:對中心頻率 f0、帶寬為B的帶通信號,記其上下截止頻率分別為fH=f0+B/2和fL=f0-B/2,而采樣值不失真的重建信號的充要條件要求采樣頻率滿足:

    其中,m=1…mmax,mmax=[fH/B],[x]為不大于x的最大整數(shù)。

    帶通信號采樣定理表明[1],針對帶通信號的采樣頻率取值范圍由mmax個互不重合的區(qū)間 Sm=[2fH/m,2fL/(m-1)]組成,即當(dāng) m>1時,采樣頻率低于2fH的奈奎斯特采樣頻率,Sm即為對應(yīng)的不失真欠采樣頻率范圍。不失真欠采樣存在的充要條件是 mmax>1,即fH≥B。對于帶通信號,fH的最小值為B(即當(dāng) m=1時,要求 fS≥2B),因此帶通信號最低不失真采樣頻率為2B。

    在對高頻信號進(jìn)行欠采樣時,需要選擇合適的采樣頻率fS,使被采樣信號的帶寬落在同一奈奎斯特區(qū)內(nèi)。然后設(shè)計一個抗混疊濾波器,將被采樣高頻信號帶寬或高頻信號所處奈奎斯特區(qū)作為其通帶,再將濾波后信號送入高速ADC進(jìn)行采樣。

    3 抗混疊濾波器

    3.1 抗混疊濾波器的使用

    對高頻信號進(jìn)行直接采樣時,必須考慮減少奈奎斯特區(qū)內(nèi)無用的信號量,避免出現(xiàn)帶內(nèi)混疊;同時,當(dāng)各個奈奎斯特區(qū)內(nèi)的噪聲信號都映射回到基帶時,會提高信號的噪底,降低系統(tǒng)的動態(tài)性能。使用抗混疊濾波器可很好解決以上問題,其通常是由LC網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成。

    在濾波器選型時,根據(jù)對截止特性的要求,從巴特沃斯和切比雪夫兩種常見的濾波器模型中進(jìn)行對比選擇:

    (1)巴特沃斯濾波器:通帶內(nèi)沒有任何的波紋,幅度響應(yīng)曲線在截止頻率處也較為平緩;其截止特性和相位特性都不錯,對構(gòu)成器件要求不嚴(yán)格,易于得到符合設(shè)計值的特性。

    (2)切比雪夫濾波器:其在通帶外擁有陡峭的衰減曲線,截止特性特別好;但是通帶內(nèi)有波紋,相位特性和群延時特性不太好,而且通帶內(nèi)波紋越大,通帶到阻帶的過渡就越陡峭。

    對于高頻信號直接采樣系統(tǒng),線性相位響應(yīng)要比陡峭的衰減重要得多,且線性相移和陡峭的幅度變化是相互沖突的;同時要考慮濾波器元件設(shè)計值與實際值的匹配問題。綜合以上因素,選擇使用巴特沃斯濾波器。

    3.2 抗混疊濾波器的設(shè)計

    輸入信號中心頻率為 127 MHz,所需帶寬為 15MHz。根據(jù)輸入信號參數(shù),由濾波器設(shè)計軟件Filter Free設(shè)計的三階巴特沃斯濾波器如圖2(a)所示,其中心頻率為127 MHz,帶寬為 20 MHz。圖2(a)中所示的單端巴特沃斯濾波器轉(zhuǎn)換為差分后如圖2(b)所示。在實際使用時,各無源元件參數(shù)要結(jié)合理論和實際值進(jìn)行選擇,以達(dá)到最佳效果。

    無源元件系統(tǒng)會存在插入損耗。使用NI公司的Multisim進(jìn)行仿真,測試在濾波器插入前后負(fù)載上接收到的功率的分貝比值。在仿真時使用了優(yōu)化后元件,如圖3所示。仿真結(jié)果顯示,濾波器插入電路前接收到功率為2.6 dBm,濾波器插入電路后接收到功率為-3 dBm。因此,得到其插入損耗為5.6 dB。

    為了抵消三階巴特沃斯濾波器插入損耗,需對流過濾波器信號放大。在本系統(tǒng)中使用與ADC相匹配的差分放大器ADL5562對高頻信號進(jìn)行放大,如圖4所示。

    圖4電路中高速ADC可實現(xiàn)對高頻信號進(jìn)行高速、實時采樣。在其輸入端設(shè)計了由超低噪聲的差分放大器ADL5562和三階巴特沃斯濾波器構(gòu)成的有源帶通濾波器,作為高頻信號采樣系統(tǒng)中的抗混疊濾波器使用[4]。

    該抗混疊濾波器電路的結(jié)構(gòu)是:在信號輸入端設(shè)置一個高頻變壓器將單端信號轉(zhuǎn)換為差分信號;其輸出信號將流入差分放大器 ADL5562(其增益為 6 dB、12 dB、15.5 dB可選,根據(jù)用以抵消濾波器網(wǎng)絡(luò)和其他元件所產(chǎn)生的插入損耗所需增益進(jìn)行增益選擇,本電路所選增益為12 dB)。經(jīng)過差分放大器放大后的信號將會流入設(shè)計好的三階巴特沃斯濾波器。此外,為了在抗混疊濾波器設(shè)計中獲得最優(yōu)的系統(tǒng)性能,在放大器、濾波器和ADC之間進(jìn)行了隔離。

    3.3 電路測試

    對圖4中的電路進(jìn)行測試,給濾波器輸入一個1.5 dBm(751 mV)、127 MHz的正弦信號,使高速 ADC采樣頻率工作在205 MS/s,測得的輸出參數(shù)如圖5和表1所示。

    表1 電路測試結(jié)果

    從表1中數(shù)據(jù)可以看出,在1.5dBm(751 mV)、127 MHz信號輸入下,整個系統(tǒng)在中心頻率位置為127MHz,在中心位置測得輸出信號的電平為7.1 dBm(1.431 V),即放大器增益抵消插入損耗后,對輸入信號增益5.6 dB。圖5為該濾波器幅頻響應(yīng),可見其通帶平坦度很好,3 dB帶寬為18 MHz,且截止特性良好。該測試結(jié)果顯示,抗混疊濾波器工作性能達(dá)到設(shè)計要求,可以有效消除信號混疊現(xiàn)象,使采樣系統(tǒng)能正確采樣,并在提供額外增益的同時保持較好的系統(tǒng)動態(tài)性能。

    在進(jìn)行PCB板布線時,需考慮PCB板存在的寄生現(xiàn)象、電源的旁路、線路阻抗的控制、元件的布局、信號的走向、電源與地的位置等問題。使用低寄生效應(yīng)的貼片電阻、電容和電感可有效降低PCB板存在的寄生現(xiàn)象,也可減少信號走線長度,有效控制線路阻抗。在多層板布線時,可通過將地層放置在信號層下方40 mil~60 mil(1.016 mm~1.524 mm)處,形成高頻濾波電容,以提高電路抗干擾能力。

    在進(jìn)行高頻信號直接采樣時,使用抗混疊濾波器消除信號混疊現(xiàn)象性價比更高。本文使用由三階巴特沃斯濾波器和低噪聲超寬帶寬差分放大器ADL5562設(shè)計出高頻信號直接采樣系統(tǒng)中的抗混疊濾波器。通過測試證明,該濾波器可以有效地消除信號混疊現(xiàn)象,使系統(tǒng)能穩(wěn)定、可靠地對特定輸入信號進(jìn)行高速直接采樣。

    [1]于雷.中頻直接采樣技術(shù)研究[D].南京:南京理工大學(xué),2001.

    [2]Analog Device.Amplifier with switched capacitor ADC interface matching method[EB/OL].(2006-01-06)[2012-11-24].http://www.analog.com/static/imported-files/zh/application_notes/AN_827_cn.pdf.

    [3]張樂,張新軍,施聰,等.中頻采樣的原理及其應(yīng)用[J].通信技術(shù),2001(9):8-11.

    [4]Analog Device.High IF sampling receiver front end with band-pass filter[EB/OL].(2012-07-12)[2012-11-24].http://www.analog.com/static/imported-files/circuit_notes/CN0279.pdf.

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