順時電流法的單相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)

郭殿林

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院，哈爾濱 150022)

隨著光伏發(fā)電技術的迅猛發(fā)展，光伏電源正在由獨立運行向并網(wǎng)發(fā)電的方向發(fā)展[1]。針對單級式光伏發(fā)電技術控制目標多，容易相互沖突，難以兼顧的缺點，兩級式光伏并網(wǎng)拓撲結(jié)構(gòu)得到了廣泛的應用，成為當前光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的標準應用形式之一[2]。其直流鏈逆變器是一種采用高頻 DC－DC變換器將光伏陣列模塊產(chǎn)生的電壓放大，然后通過DC－AC逆變器將DC－DC變換器產(chǎn)生的直流電流轉(zhuǎn)換成正弦交流電流注入電網(wǎng)的逆變器。考慮系統(tǒng)的成本、效率及可靠性等因素，筆者提出采用改進型雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器作為兩級式光伏并網(wǎng)拓撲結(jié)構(gòu)中的直流鏈變換器，單相全橋為單相逆變器，輸出采用LC濾波的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

1 工作原理

系統(tǒng)DC－DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1和D2或D3和D4向電源回饋能量，實現(xiàn)鐵芯磁復位，電路結(jié)構(gòu)簡單;并且主功率管關斷期間只承受電源電壓，在同樣開關頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積;并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個并聯(lián)支路流過更小功率的電流，提高了系統(tǒng)的可靠性。采用F2812作為直流變換器直流電壓變換和功率跟蹤控制的核心，通過采集光伏陣列輸出的電壓和電流，按照最大功率點跟蹤的算法，實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定。其原理如圖1所示。

圖1 交錯并聯(lián)雙管正激拓撲原理Fig.1 Interleaving two-transistor forward topology

圖1所示為具有LC無損吸收電路的改進型交錯并聯(lián)雙管正激變換器，交錯并聯(lián)雙管正激變換器的工作原理在文獻[3－4]中已有論述，具體的工作的波形如圖2所示。Ugs1為開關管的驅(qū)動信號，Udc為開關管漏源極間電壓，UT為變壓器原邊電壓波形，UD1為二極管電壓波形，ILM為變壓器原邊電流，UC為LC無損吸收電路電容兩端電壓波形，IL為諧振電感的電流。該電路的改進在于將開關管雙并聯(lián)，副邊增加了RCD尖峰干擾信號的抑制電路，對開關管進行了保護，提高了系統(tǒng)的抗干擾能力，為后級逆變器提供了穩(wěn)定的直流電壓。

圖2 LC無損吸收電路工作原理波形Fig.2 Wave of LC lossless snubber circuit

2 控制策略

為了實現(xiàn)逆變器輸出電流并網(wǎng)，防止電網(wǎng)電壓倒灌，直流母線電壓大于輸出電壓，直流母線電壓為400 V，該直流變換器的控制采用TI公司的DSP為控制器，利用MPPT調(diào)節(jié)使最大功率點穩(wěn)定，具有初步估計的優(yōu)點。雖然寄生參數(shù)的諧振會使變壓器出現(xiàn)小范圍的雙向磁化，但由于該電路諧振參數(shù)均較小，因此，變換器最大占空比取為0.5，兩個并聯(lián)的雙管正激變換器輪流導通，形成互補關系，利用DSP中事件管理器中定時器1產(chǎn)生PWM脈沖，由PWM1和 PWM2輸出互補脈沖，PWM1驅(qū)動 Q1、Q2、Q3、Q4，PWM2驅(qū)動 Q5、Q6、Q7、Q8。

最大功率點跟蹤(MPPT)電導增量法是根據(jù)光伏陣列模塊P－U曲線最大值PMPP處的斜率為零得到的方法[5－8]。有:

3 設計方法

圖3 導納增量法的控制流程Fig.3 Control flow chart of conductance increment method

單相光伏并網(wǎng)逆變器采用單相全橋為主電路，輸出濾波為LC濾波，控制策略通過采樣電網(wǎng)電壓調(diào)制的方波信號，輸出正弦基準信號，測量輸出的逆變電壓與基準正弦信號比較，對誤差進行PI調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)輸出作為并網(wǎng)電流的基準電流，該電流與電感電流和輸出電流的和作比較，進行比例調(diào)節(jié)輸出與三角波比較產(chǎn)生PWM波。具體PSIM仿真控制原理如圖4所示。

圖4 仿真控制原理Fig.4 Simulation control principle

3.1 D/A的設計

正弦基準信號的產(chǎn)生通過DSP與D/A來實現(xiàn)，D/A采用MCP4821，該器件為單通道12位緩沖電壓輸出的數(shù)模轉(zhuǎn)換器。具有SPI兼容串行外設接口，器件內(nèi)部具有高精度電壓基準源(Uref=2.048 V)，通過設定增益選擇選項位將器件的滿量程配置為4.096 V。D/A輸出電壓波形通過二階有源濾波電路變?yōu)檎一鶞孰妷盒盘?，基準正弦波產(chǎn)生電路如圖5所示。

圖5 基準正弦波產(chǎn)生電路Fig.5 Circuit of reference sine wave

3.2 并網(wǎng)鎖相環(huán)

該系統(tǒng)采用軟件進行鎖相，通過將電網(wǎng)電壓變換為方波信號，利用DSP的捕獲中斷實現(xiàn)電流鎖相跟蹤控制。當DSP發(fā)生捕獲中斷時，首先讀取捕獲寄存器的值，計算頻率是否在工頻范圍內(nèi)，當捕獲計算頻率值超過這個范圍時則繼續(xù)捕獲判斷，在幾個上升沿后確定為捕獲到工頻后即輸出正弦基準信號。由于信號處理的延遲和濾波電路的存在，逆變器并網(wǎng)時，逆變電壓滯后于電網(wǎng)電壓一定時間，除了軟件上改進外，可以通過調(diào)節(jié)交流信號的過零點和增加輸出電流的反饋等，可以改善輸出電壓和電流的跟蹤效果。

4 結(jié)果與仿真

實驗樣機變換器功率為3 kVA，直流變換器變壓器T1、T2原邊匝數(shù)為25匝，副邊匝數(shù)為53匝，變壓器骨架為EE55，開關頻率為50 kHz，開關管Q1－Q8為 SPW47N60C3，諧振電感 L1、L2為60 mH，原邊LC無損吸收電路二極管 D1－D6，D11－D16為MUR1560，電容C1－C4為103/3 kV;副邊整流二極管 D21、D22、D27、D28為 RHRG30120，反相恢復二極管D23、D25為 DES160－10A，LC 濾波電路中二極管D24、D26為 MUR15120，電感 L3為 1.2 mH，電容 C7、C8為 103/3 kV，C11、C12為 630 μF/450 V。逆變器輸出電感為1.1 mH，電容為220 μF。圖6為直流變換器變壓器原邊和吸收電容的PSIM仿真波形，圖7為對應的實驗波形，圖7a橫坐標每格為5 μs，縱坐標每格為55 V。圖7b橫坐標每格為5 μs，縱坐標每格為100 V。圖8為逆變器仿真和實驗波形。

圖6 電壓仿真波形Fig.6 Simulation wave of circuit

圖7 電壓波形Fig.7 Experiment wave of circuit

圖8 逆變器的并網(wǎng)仿真和實驗波形Fig.8 Experiment and simulation wave of inverter grid-connected

通過交錯并聯(lián)正激變換器的PSIM仿真波形可以看出交錯并聯(lián)正激變換器理論分析的正確性，并網(wǎng)的仿真波形和實驗的波形充分驗證了瞬時電流法控制策略的可行性。

5 結(jié)束語

采用兩路交錯并聯(lián)雙管正激變換器，實現(xiàn)了光伏并網(wǎng)系統(tǒng)直流變換。功率點跟蹤統(tǒng)計表明實現(xiàn)了MPPT，電感電流與輸出電流的瞬時反饋實現(xiàn)了輸出電壓和電流的單位功率因數(shù)以及輸出電壓跟蹤電網(wǎng)電壓。仿真和實驗結(jié)果表明，單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)并網(wǎng)成功，且控制方法簡單可靠，變換器的效率達到95.6%，具有一定的實用價值。

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