高可靠型非隔離三電平光伏并網(wǎng)逆變器

肖華鋒，謝少軍，楊 晨

（1.東南大學(xué) 電氣工程學(xué)院，江蘇 南京 210096；2.南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 210016）

0 引言

非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器概念最早于1994年提出[1]，其目的是為了實(shí)現(xiàn)低成本、緊湊、高可靠性和高變換效率。近年來，隨著在歐洲市場的廣泛應(yīng)用，非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器受到各國學(xué)者的重視，研究的重點(diǎn)是在保證非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器高效率優(yōu)勢的前提下抑制其漏電流和提高可靠性[2-6]。

二極管箝位三電平逆變器拓?fù)鋄7]NPCTLI（Neutral Point Clamped Three Level Inverter）在非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器中得到廣泛認(rèn)可[3-5]。這主要是因?yàn)镹PCTLI具有彌補(bǔ)由無隔離變壓器帶來的漏電流和進(jìn)網(wǎng)直流分量問題的結(jié)構(gòu)優(yōu)勢[5]。文獻(xiàn)[8]詳細(xì)推導(dǎo)了非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流分析模型，可以為研究漏電流抑制技術(shù)提供理論支持；文獻(xiàn)[9]利用該分析模型對(duì)單相NPCTLI在光伏并網(wǎng)場合的應(yīng)用作了深入研究，這些研究有助于全面地理解NPCTLI抑制漏電流的原理和特點(diǎn)。然而，與其他橋式逆變器一樣，NPCTLI的橋臂同樣存在直通的危險(xiǎn)，其工作可靠性仍有提升的必要。

N.R.Zargari于1990年提出的雙降壓式半橋逆 變 器[10]DBHBI（Dual Buck Half Bridge Inverter）在近年得到大量研究[10-16]。DBHBI擁有防橋臂直通的結(jié)構(gòu)優(yōu)勢，其續(xù)流二極管可優(yōu)化選取，并可采用半周期工作方式降低導(dǎo)通損耗，但它只能工作于雙極性調(diào)制方式，且器件的電壓應(yīng)力大。針對(duì)DBHBI的缺點(diǎn)，引入多電平技術(shù)[17]可以使其工作在單極性調(diào)制方式和成倍降低器件電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[15]將DBHBI中的功率開關(guān)管用二極管箝位型三電平開關(guān)單元替代得到了三電平DBHBI的主電路拓?fù)?。該電路拓?fù)潆m然降低了功率開關(guān)管的電壓應(yīng)力，但其橋臂續(xù)流二極管仍承受輸入電壓，不適合較高電壓輸入場合的應(yīng)用。雖然可以通過引入二極管箝位型三電平二極管單元替代，但這樣會(huì)使得電路結(jié)構(gòu)更加復(fù)雜。

本文從半橋類非隔離型并網(wǎng)逆變器出發(fā)，在保留半橋型電路結(jié)構(gòu)優(yōu)良的漏電流特性的同時(shí)引入DBHBI防止直通的結(jié)構(gòu)優(yōu)勢，提出一種新型的分裂電感中點(diǎn)箝位三電平逆變器SI-NPCTLI（Splited Inductor-Neutral Point Clamped Three Level Inverter），實(shí)現(xiàn)了電路結(jié)構(gòu)的簡潔和高可靠性。通過采用滯環(huán)電流控制技術(shù)和高頻開關(guān)信號(hào)的提前關(guān)閉保證了電流通路切換的安全性；采用變滯環(huán)寬度定頻控制可以將諧波電流頻譜集中，有利于進(jìn)一步的濾波設(shè)計(jì)；基于單相結(jié)構(gòu)可以方便地將SI-NPCTLI擴(kuò)展至帶中線的三相四線制三相并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)，使其擁有同樣的高可靠和低漏電流特性。

1 SI-NPCTLI的構(gòu)成和特性分析

1.1 SI-NPCTLI的構(gòu)成

圖1（a）為本文提出的SI-NPCTLI電路結(jié)構(gòu)，采用二極管箝位型三電平開關(guān)單元替代DBHBI中的單個(gè)開關(guān)管，同時(shí)結(jié)合光伏并網(wǎng)單位功率因數(shù)運(yùn)行的特點(diǎn)將DBHBI中的橋臂續(xù)流二極管取消，所得電路結(jié)構(gòu)與NPCTLI非常相似，保持了電路的簡潔性。圖1（b）為SI-NPCTLI的驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)序和橋臂的輸出電壓波形圖，圖中h為電流滯環(huán)寬度，即電感電流脈動(dòng)量。

1.2 工作原理

圖1 分裂電感中點(diǎn)箝位三電平非隔離光伏并網(wǎng)逆變器Fig.1 Splited-inductor neutral-point-clamped three-level PV grid-connected inverter

DBHBI工作于半周期電流調(diào)制模式可以減小器件的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，有利于提高變換效率[16]，本文提出的SI-NPCTLI仍選用半周期電流調(diào)制技術(shù)。為了方便分析，假設(shè)：所有功率開關(guān)管和二極管均為理想器件，不考慮開關(guān)時(shí)間及導(dǎo)通壓降；所有電感和電容均為理想元件，且Cdc1=Cdc2、L1=L2=L；逆變器運(yùn)行于單位功率因數(shù)，即電感電流iL12與電網(wǎng)電壓ug完全同相位。以電網(wǎng)電壓正半周為例詳細(xì)分析逆變器的工作模態(tài)，如圖2所示。電網(wǎng)電壓負(fù)半周與之類似。

圖2 穩(wěn)態(tài)工作時(shí)逆變器模態(tài)Fig.2 Working modes of inverter in steady operation

模態(tài)1：開關(guān)管VT1和 VT2開通，VT3和 VT4關(guān)斷。橋臂間輸出電壓為電容Cdc1上電壓，即，此階段電感L1中的電流iL1線性增加。

模態(tài) 2：開關(guān)管 VT1關(guān)斷、VT2開通，VT3和 VT4仍關(guān)斷。VT1的端電壓被二極管VD5箝位至輸入電壓的一半，橋臂間輸出電壓為零，即u13=0。此階段電感L1中的電流iL1處于續(xù)流階段，線性下降。

可見，電網(wǎng)電壓正半周橋臂輸出電壓為Upv／2和0電平，相似地，在負(fù)半周橋臂輸出電壓為-Upv／2和0電平，相比 DBHBI僅有 Upv／2和 -Upv／2電平可以大幅降低濾波電感電流脈動(dòng)量，有利于減小電感值。

1.3 共模特性分析

非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的開關(guān)頻率共模電壓是引起漏電流的根源[8]，因此是否存在開關(guān)頻率共模電壓是其能否在非隔離光伏并網(wǎng)場合應(yīng)用的評(píng)價(jià)標(biāo)準(zhǔn)。表1為SI-NPCTLI的工作電平量，由于變換器在正、負(fù)半周工作時(shí)的電流路徑不同，在計(jì)算差模和共模電壓時(shí)有所區(qū)別。從表1中最后一行可以看出SI-NPCTLI產(chǎn)生的總共模電壓源為一個(gè)恒定值，不會(huì)產(chǎn)生高頻共模電流，與NPCTLI的共模特性完全一致[9]。

表1 SI-NPCTLI工作電平量Tab.1 Operational levels of SI-NPCTLI

1.4 幾種拓?fù)涞谋容^

設(shè)置參數(shù)如下：Upv=800 V，ug=339sin（314t）V，額定功率P=1 000 W，最大帶環(huán)寬度為1.25 A。對(duì)SI-NPCTLI、NPCTLI和DBHBI進(jìn)行定量比較，如表2所示（表中RMS表示有效值），包括功率器件的數(shù)量、電壓／電流應(yīng)力和衡量開關(guān)器件功率等級(jí)的開關(guān)器件功率（SDP）因子[18]；無源元件的比較主要為電感的數(shù)量和感值；在性能方面包括直通和漏電流問題。

從表2可以看出，DBHBI在器件應(yīng)力和濾波電感的數(shù)量和感值大小方面處于劣勢；而NPCTLI在濾波電感的數(shù)量上占優(yōu)，但電感的電流應(yīng)力是最大的，且存在直通危險(xiǎn)而處于劣勢；本文提出的SI-NPCTLI較DBHBI是完全占優(yōu)的，相比NPCTLI在濾波電感數(shù)量上增加1倍，但每個(gè)電感的電流應(yīng)力相應(yīng)降低，最大的改進(jìn)是消除了橋臂直通的危險(xiǎn)。上述3種電路拓?fù)湓诳偟拈_關(guān)器件功率（TSDPs）方面相當(dāng)（NPCTLI、DBHBI、SI-NPCTLI分別為 4.832、4.816、4.832kV·A），當(dāng)它們應(yīng)用于非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器時(shí)都不會(huì)產(chǎn)生高頻時(shí)變的共模電壓，故不會(huì)引起漏電流。

表2 幾種逆變器拓?fù)涞谋容^Tab.2 Comparison of topology among several inverters

2 SI-NPCTLI的控制策略

2.1 逆變器側(cè)電感電流的單位功率因數(shù)運(yùn)行

1.2節(jié)的分析是在假設(shè)逆變器運(yùn)行于單位功率因數(shù)，即電感電流iL12與電網(wǎng)電壓ug完全同相位的前提下進(jìn)行的，這個(gè)假設(shè)是與光伏并網(wǎng)逆變器應(yīng)用場合需要進(jìn)網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓單位功率因數(shù)相一致的。然而，省去三電平DBHBI中的橋臂二極管續(xù)流通路后，要保證電路安全可靠地工作就必須保證電感電流在電網(wǎng)電壓過零之前可靠為零（對(duì)于高階入網(wǎng)濾波器情況稍復(fù)雜，如在LCL濾波器中需要保證逆變器側(cè)電感電流與濾波電容電壓同相位）。

滯環(huán)電流控制可以實(shí)現(xiàn)電感電流的精確跟蹤[19]，為了保證進(jìn)網(wǎng)電流在電網(wǎng)電壓過零處可靠降至零，可以在xπ時(shí)刻停止高頻開關(guān)信號(hào)，電感電流由電網(wǎng)電壓強(qiáng)迫降至零，如圖3所示。

圖3 電感電流iL12的相位控制Fig.3 Phase control of inductor current iL12

高頻開關(guān)信號(hào)提前關(guān)斷時(shí)間應(yīng)滿足式（3）：

其中，UVD（on）、UVT（on）分別為箝位二極管和功率開關(guān)管的導(dǎo)通壓降。

2.2 變滯環(huán)寬定頻電流控制

滯環(huán)電流控制是一種高性能的非線性控制方法，但存在開關(guān)頻率不固定、頻譜分布廣泛、濾波器設(shè)計(jì)困難等缺點(diǎn)。為了克服這些缺點(diǎn)，在所提出的SINPCTLI中采用實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)滯環(huán)寬度的方法來實(shí)現(xiàn)定開關(guān)頻率工作[20]。

結(jié)合式（1）和（2）可得：

其中，f為開關(guān)頻率。在逆變器的運(yùn)行中只要根據(jù)電網(wǎng)電壓和電池輸出電壓的瞬時(shí)值實(shí)時(shí)計(jì)算h就可以實(shí)現(xiàn)定開關(guān)頻率的滯環(huán)電流控制。

圖4為提出的并網(wǎng)逆變器的控制策略結(jié)構(gòu)圖，其中，Ts是開關(guān)周期，Tg是電網(wǎng)周期，ωg是電網(wǎng)角頻率，φg是網(wǎng)壓初始相角。

圖4 用于光伏并網(wǎng)時(shí)SI-NPCTLI的控制框圖Fig.4 Block diagram of SI-NPCTLI PV grid-connected inverter control

3 實(shí)驗(yàn)研究與討論

圖5 通用測試平臺(tái)Fig.5 General test platform

為了驗(yàn)證本文提出的SI-NPCTLI的正確性和對(duì)漏電流的抑制性能，在實(shí)驗(yàn)室建立了通用實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，如圖5所示，實(shí)驗(yàn)研究側(cè)重電路拓?fù)涞墓ぷ髟眚?yàn)證和漏電流性能測試與對(duì)比。主要電氣和元件參數(shù)如下：輸入電壓為800 V；電網(wǎng)電壓為240 V，頻率為50 Hz；額定功率為1 000 W；開關(guān)頻率為20 kHz；直流母線電容 Cdc1、Cdc2的參數(shù)均為 235 μF／400V；功率器件 VT1—VT4（N-MOSFET）的型號(hào)為 IXFN36N100；濾波電感L1、L2均為4 mH；共模電感LCM的磁芯為2×2W-43615-TC，線徑 d為 2 mm，匝數(shù) N 為 10＋10；共模電容 CY1、CY2均為 2.2 nF；寄生電容 Cpv1、Cpv2均為0.1 μF。

圖6（a）為SI-NPCTLI的橋臂輸出電壓波形，與表1分析一致；圖6（b）為濾波電感L1和L2的電流波形，可以看出它們分別工作半個(gè)工頻周期，無偏置電流。圖7分別為開關(guān)管VT1和VT2的門極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源極電壓波形，其中VT1的關(guān)斷電壓應(yīng)力為電池輸入電壓的一半，與原理分析一致；VT2的關(guān)斷電壓應(yīng)力為電網(wǎng)電壓，且最大值小于電池輸入電壓的一半。

圖6 SI-NPCTLI的橋臂工作電壓和濾波電感電流波形Fig.6 Waveforms of bridge-leg voltage and inductor current of SI-NPCTLI

圖7 SI-NPCTLI的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)和漏源極電壓波形Fig.7 Waveforms of driving signal and drain-source voltage of SI-NPCTLI

圖8分別為SI-NPCTLI和NPCTLI在非隔離光伏并網(wǎng)應(yīng)用時(shí)的漏電流波形和頻譜分布圖。圖中，I50Hz為電網(wǎng)電壓產(chǎn)生的共模電流，I18kHz為電池模擬源產(chǎn)生的共模電流，I20kHz為三電平并網(wǎng)逆變器產(chǎn)生的共模電流。需要特別指出的是：在逆變器并入電網(wǎng)后，也為用來模擬太陽能電池的開關(guān)電源提供了共?；芈?，其高頻開關(guān)動(dòng)作（實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中電池模擬源的開關(guān)頻率為18 kHz）產(chǎn)生了共模電流I18kHz。在兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器中，其前級(jí)直流變換器的高頻開關(guān)也會(huì)像此處的電池模擬源一樣產(chǎn)生高頻共模電流（無論其是否含高頻隔離變壓器），因此也需要抑制共模電流成分。從圖8（a）和（b）的對(duì)比中可以看出2種電路拓?fù)渚哂袃?yōu)良的漏電流抑制性能，與前述理論分析一致。

圖8 SI-NPCTLI與NPCTLI的漏電流波形和頻譜對(duì)比Fig.8 Comparison of leakage current waveform and spectral between SI-NPCTLI and NPCTLI

4 結(jié)論

本文提出一種具有高可靠性和低漏電流特性的三電平并網(wǎng)逆變器，電路結(jié)構(gòu)具有傳統(tǒng)中點(diǎn)箝位三電平逆變器的器件電壓應(yīng)力低和共模電壓為恒值的特性，同時(shí)擁有DBHBI的防直通結(jié)構(gòu)。提出的逆變器拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的高效、低成本、低漏電流和高可靠性等要求，可以擴(kuò)展至帶中線的三相四線制三相并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)。