基于ADS的微帶線不連續(xù)性分析與應(yīng)用*

吉建華，孫雨耕2，賈偉廣

(1.天津大學(xué)仁愛學(xué)院信息工程系，天津301636;2.天津大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，天津300072;3.國(guó)家海洋標(biāo)準(zhǔn)計(jì)量中心，天津300112)

1 引言

微帶線作為一種最常見的平面?zhèn)鬏斁€，易與其他無源和有源的微波器件集成，并且方便加工，是PCB上元器件互連的主要傳輸線之一，已廣泛應(yīng)用在各種射頻電路中。在實(shí)際電路布線時(shí)，由于印刷板大小的限制，常需要做彎折走線處理，即在PCB中會(huì)出現(xiàn)微帶線拐角，它屬于典型的微帶線不連續(xù)結(jié)構(gòu)之一[1]。由于微帶電路尺寸與工作波長(zhǎng)可以相比擬，所以這種不連續(xù)性會(huì)引入寄生電抗，從而引起相位和振幅誤差、輸入與輸出的失配，以及可能存在的寄生耦合，進(jìn)而導(dǎo)致電路性能的惡化，影響PCB電路信號(hào)的傳輸特性。文獻(xiàn)[2－3]分別采用混合有限差分法和FDTD與坡印廷法相結(jié)合的方法定量分析了微帶線不連續(xù)性對(duì)信號(hào)的影響，但并未提出解決方案。文獻(xiàn)[4－5]分別采用保護(hù)帶和失真系數(shù)的方法對(duì)微帶線不連續(xù)性進(jìn)行了模擬分析，但并未將結(jié)論運(yùn)用于實(shí)際電路中。文獻(xiàn)[6]利用平衡法來對(duì)抗微帶線不連續(xù)性帶來的插入損耗過大的問題，但使用范圍有限。設(shè)計(jì)射頻電路時(shí)，消除微帶線不連續(xù)性的常用方法是采用圓弧拐角或?qū)?dǎo)帶切角直接補(bǔ)償不連續(xù)性[7－9]，以使其不連續(xù)性效應(yīng)最小。導(dǎo)帶切角大小可由經(jīng)驗(yàn)公式[10]計(jì)算求得，但該計(jì)算結(jié)果與實(shí)際誤差較大。本文在此經(jīng)驗(yàn)公式的基礎(chǔ)上，通過ADS仿真分析不同彎折走線對(duì)電路性能的影響，找到何種拐角最有利于信號(hào)的傳輸，并將其應(yīng)用到實(shí)際電路中。

2 微帶線不連續(xù)性分析

當(dāng)微帶線尺寸W/h和介質(zhì)層介電常數(shù)εγ給定時(shí)，其特征阻抗就是確定的。對(duì)于如圖1所示的均勻微帶線而言，微帶線上沿傳輸線縱向的任何一處特征阻抗都是相等的。當(dāng)PCB信號(hào)沿均勻微帶線傳輸時(shí)，它本身不會(huì)引起信號(hào)的反射，對(duì)信號(hào)傳輸特性不會(huì)產(chǎn)生影響。

圖1 微帶線幾何結(jié)構(gòu)Fig.1 The geometric structure of the microstrip

圖1 中W為微帶線寬，h為介質(zhì)板厚度，εγ為介質(zhì)層介電常數(shù)，t為敷銅厚度。

但是，當(dāng)PCB需要彎曲走線時(shí)，微帶線拐角處的線寬會(huì)發(fā)生變化，從而導(dǎo)致特征阻抗發(fā)生變化。由于微帶線在經(jīng)過拐角時(shí)寬度變寬，拐角附近的導(dǎo)帶面積增大，存在著電荷積聚效應(yīng)，導(dǎo)致彎曲處走線與參考層之間的電容增大，走線的特征阻抗減小，因此微帶線直角彎曲處呈現(xiàn)出特征阻抗的不連續(xù)性，從而導(dǎo)致微帶線上信號(hào)產(chǎn)生反射，影響信號(hào)的傳輸特性。不同結(jié)構(gòu)尺寸的微帶線直角彎曲對(duì)信號(hào)傳輸特性的影響程度不同，直角拐角是PCB走線布局中較為常見的一種結(jié)構(gòu)，等效電路為T網(wǎng)絡(luò)[11]，如圖2所示，其等效電容(C)和電感(L)分別由式(1)和(2)給出。

式中，W為微帶線寬，h為介質(zhì)板厚度，εγ為介質(zhì)層介電常數(shù)。

圖2 直角拐角等效電路Fig.2 Equivalent circuit of right－angle bend

在實(shí)際電路中，消除這種微帶線不連續(xù)性的最常用方法是采用圓弧彎曲或?qū)?dǎo)帶切角直接補(bǔ)償其不連續(xù)性。采用圓弧彎曲走線時(shí)，在圓弧半徑R足夠大的情況下，走線寬度幾乎未發(fā)生改變，基本可以消除微帶線的不連續(xù)性效應(yīng)。但是這種方式一般都要求圓弧半徑大于走線寬度的3倍，即R＞3W，這會(huì)使得微帶線在PCB上占據(jù)空間加大，因而在實(shí)際PCB布線中并不常用。而切去微帶線拐角的一角是減小其不連續(xù)處傳輸和反射特性的一種常用方法。對(duì)微帶線進(jìn)行切角處理可以減小拐角處的等效電容，從而補(bǔ)償微帶線直角彎曲的不連續(xù)性效應(yīng)，并且這種方法可應(yīng)用于任意張角的拐角。

有研究表明[12－13]:微帶線直角彎曲時(shí)采用 45°外斜切方法是控制微帶線特征阻抗連續(xù)性的最佳方法，它能夠很好地改善信號(hào)傳輸特性。45°外斜切結(jié)構(gòu)示意圖如圖3所示。

圖3 45°外斜切示意圖Fig.3 Schematic diagram of the 45°out miter bend

圖3 中，d表示微帶線直角彎曲內(nèi)拐角至外拐角的距離，x表示切角處至外拐角的距離，一般常用M=x/d表示拐角斜切率。拐角斜切率的大小表示微帶線被切割的多少，它對(duì)微帶線的傳輸特性有顯著的影響，直角彎曲外斜切存在最佳斜切率。一般而言，當(dāng)斜切率為最佳斜切率時(shí)，直角拐角處的特征阻抗不連續(xù)性最小，信號(hào)傳輸特性最佳。

當(dāng)基板相對(duì)介電常數(shù)εγ取值在2.5～25范圍內(nèi)，直角彎曲外斜切的最佳斜切率M與W/h之間的關(guān)系式近似為

根據(jù)這一經(jīng)驗(yàn)公式計(jì)算最佳斜切率可以大大提高PCB設(shè)計(jì)效率，從而降低設(shè)計(jì)難度。然而，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式得到的計(jì)算結(jié)果與實(shí)驗(yàn)結(jié)果之間仍會(huì)存在誤差。因此，在實(shí)際PCB布線設(shè)計(jì)中，可以先根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式計(jì)算得出最佳斜切率，然后在此基礎(chǔ)上利用輔助仿真工具ADS進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

3 ADS仿真分析

為了分析微帶線不同拐角對(duì)PCB信號(hào)傳輸質(zhì)量的影響程度，將微帶線看成二端口網(wǎng)絡(luò)，每一端口均與PCB微帶線的50 Ω特征阻抗匹配，僅考慮走線拐角變化對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量的影響。這樣就可以利用二端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)S11和S21來評(píng)價(jià)不同拐角的傳輸特性，從而反映信號(hào)傳輸質(zhì)量的差異。其中S11表示端口2接匹配負(fù)載時(shí)端口1的反射系數(shù)，即由于微帶線特征阻抗不連續(xù)造成的信號(hào)反射程度，S21表示端口2接匹配負(fù)載時(shí)信號(hào)從端口1向端口2傳輸?shù)膫鬏斚禂?shù)。

利用ADS對(duì)圖4給出的幾種常用的微帶線拐角進(jìn)行建模仿真，其中微帶線的基本參數(shù)設(shè)置為:基板厚度 h=20 mil，介電常數(shù) εγ=3.6，覆銅厚度 T=1.8 mil，其他參數(shù)按默認(rèn)設(shè)置，仿真頻率范圍為0～12 GHz，仿真結(jié)果如圖5所示。由仿真結(jié)果可以看出:在相同頻率范圍內(nèi)，不同形狀微帶線拐角的傳輸特性也不同，45°外斜切拐角回波損耗最小，圓弧拐角(R=3W)次之，直角拐角最大，即傳輸特性呈現(xiàn)優(yōu)良的次序依次為:直角拐角＜圓弧拐角(R=3W)＜45°外斜切拐角。由仿真結(jié)果可知:在小于1 GHz的頻率范圍內(nèi)，3種拐角方式的反射系數(shù)S11均小于－40 dB，微帶線拐角的幾何結(jié)構(gòu)對(duì)信號(hào)傳輸特性S21影響很小，但隨著頻率的提高，其影響顯著增強(qiáng)，特別是直角拐角。由此可以得知微帶線拐角采用45°外斜切的幾何結(jié)構(gòu)，其傳輸性能優(yōu)于其他結(jié)構(gòu)拐角，微帶線對(duì)信號(hào)傳輸特性的影響相對(duì)較小。

圖4 微帶線拐角Fig.4 The bends of microstrip

圖5 不同微帶線拐角的反射和傳輸特性Fig.5 Reflection and transmission characteristics of different microstrip bends

另外，通過查看不同拐角處的電流分布也可以驗(yàn)證最佳斜切率的存在。圖6(a)給出了直角拐角處的電流分布，可以看到微帶線外拐角處電流近乎為零，而內(nèi)拐角處電流最大，電流要流經(jīng)最短路徑，從而集中在了內(nèi)拐角處。圖6(b)為M=0.5時(shí)的電流分布，微帶線外拐角處有微弱電流流過。圖6(c)為M=0.576時(shí)的電流分布，這時(shí)微帶線外拐角處的電流分布與均勻微帶線上的電流分布幾乎是連續(xù)的。

圖6 不同微帶線拐角的電流分布Fig.6 The current distribution of different microstrip bends

4 研究結(jié)果應(yīng)用

對(duì)于5.8 GHz RFID閱讀器而言，射頻電路選用的是介電常數(shù)為 εγ=3.6的Rogers4350板材，特征阻抗為50 Ω的射頻走線，W/h=2.17。由式(3)可得其外斜切最佳斜切率M=0.555。對(duì)于不同的斜切率，45°外斜切拐角的反射和傳輸特性的仿真結(jié)果如圖7所示。圖7表明:外斜切拐角的斜切率不同，對(duì)應(yīng)外斜切拐角的信號(hào)反射特性也不同，而傳輸系數(shù)S21在小于8 GHz的頻率范圍內(nèi)差別很小。

圖7 不同斜切率拐角的反射和傳輸特性Fig.7 Reflection and transmission characteristics of different percentage miter bends

由圖7可知，對(duì)于工作在5.8 GHz的RFID閱讀器電路而言，當(dāng)M=0.576時(shí)，反射系數(shù)S11最小，即反射特性最佳，盡管這時(shí)M取值與經(jīng)驗(yàn)公式(3)計(jì)算結(jié)果不完全一致，但在文獻(xiàn)[12]所給的誤差范圍內(nèi)。

圖8為加工制作完成的5.8 GHz RFID閱讀器射頻電路中的一處直角拐角，采用的是由仿真得到斜切率為M=0.576的45°外斜切拐角。實(shí)踐證明采用上述方法，可以最大限度降低PCB走線中的彎折對(duì)信號(hào)傳輸帶來的影響。

圖8 閱讀器PCB走線中的45°外斜切拐角Fig.8 45°out miter bend in reader PCB

5 結(jié)論

不同幾何形狀的微帶線拐角對(duì)PCB信號(hào)傳輸特性的影響是不同的，雖然根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式可以計(jì)算得到直角拐角的斜切率，但其與實(shí)際電路誤差較大。

文中在經(jīng)驗(yàn)公式的基礎(chǔ)上，利用ADS仿真總結(jié)出了不同微帶線拐角的傳輸特性。不同形狀微帶線拐角的傳輸特性呈現(xiàn)優(yōu)良的次序依次為直角拐角＜圓弧拐角(R=3W)＜45°外斜切拐角。對(duì)于已選定的板材，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式結(jié)合ADS仿真，可以得到在其工作頻率處所對(duì)應(yīng)的45°外斜切拐角最佳斜切率，進(jìn)而將其應(yīng)用到實(shí)際射頻電路PCB設(shè)計(jì)中。當(dāng)不同的PCB板材工作在不同頻率處的不同射頻電路中時(shí)，可以利用此方法得到其所對(duì)應(yīng)的45°外斜切拐角最佳斜切率，但該方法只適用于板材和工作頻率均已確定的電路設(shè)計(jì)。

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