單端正激焊接系統(tǒng)的分析

于 貴，張小平

（1.四川文理學(xué)院，四川 達(dá)州 635000；2.攀枝花學(xué)院 電氣信息工程學(xué)院，四川 攀枝花 617000）

0 前言

隨著電力電子技術(shù)及開關(guān)器件的高速發(fā)展以及焊接工藝技術(shù)不斷提出新的要求，新的焊接拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不斷呈現(xiàn)出來(lái)，因此，焊接電源輸出的電壓、電流波形都以電力電子技術(shù)為核心，通過一定的控制方式得以提高波形質(zhì)量和焊接質(zhì)量，從而使焊接系統(tǒng)能穩(wěn)定可靠的工作。在弧焊逆變電源中，主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有半橋式、全橋式、隔離、非隔離、單端正激和雙端正激。雙端正激由兩個(gè)單端正激組合而成。本研究采用單端正激逆變直流脈沖弧焊，通過仿真分析可知，選擇適當(dāng)電路的參數(shù)，確保輸出的電壓和電流波形干凈、穩(wěn)定和可靠。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法的可行性[1-2]。

1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

圖1為Buck電路的單端正激逆變弧焊主電路原理圖。單端正激逆變電源是由交流整流成直流電壓，再將直流電壓逆變成焊接負(fù)載所需要的弧焊電源波形，T1為單端正激變換器中的高頻變壓器，其磁通只工作在磁滯回線的第一象限。與脈沖變壓器相同，變壓器設(shè)計(jì)都應(yīng)該遵循服從電磁感應(yīng)定律的同時(shí)，還需要在開關(guān)管導(dǎo)通期間確保磁芯不能飽和。圖1中平波電感L起儲(chǔ)能來(lái)平滑直流電壓的作用，電感L值的大小對(duì)逆變開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間將起到一定的作用，如果電感值L增大，變壓器上的電壓上升過程緩慢，還會(huì)增大了電壓尖峰，產(chǎn)生振蕩。因此，需根據(jù)焊接系統(tǒng)的設(shè)計(jì)大小選取L參數(shù)值以及開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間。一般電感L值越大，Ip較小。變壓器T1的并繞一個(gè)繞組P2與二極管VD1串聯(lián)后接至Us，該繞組主要起去磁復(fù)位的作用，同時(shí)把漏感存儲(chǔ)的能量回傳給電源。當(dāng)Buck電路的開關(guān)管VFr與續(xù)流二極管VD之間加入變壓器隔離器T1。在變壓器二次側(cè)電路中必有一個(gè)整流二極管VD2和一個(gè)續(xù)流二極管VD3，在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)應(yīng)注意其一次側(cè)和二次側(cè)線圈的同名端關(guān)系。由于是正激工作方式，在兩只二極管后應(yīng)加一個(gè)電感器L作為電能儲(chǔ)藏及傳遞元件。

圖1 單端正激逆變弧焊主電路原理

2 控制方式

傳統(tǒng)的弧焊電源是模擬控制，常用的模擬控制方法有電壓型控制、峰值電流型控制、平均電流型控制及u2型控制等。為了達(dá)到更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，許多先進(jìn)的控制方法已被逐漸提出并通過數(shù)字控制方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。比如：英特矽爾公司的Active-droop控制，安森美公司采用的u2控制，仙童公司采用的Valley電流型控制，IR公司提出的多相控制，Semtech公司提出的電荷泵控制等。在此介紹峰值電壓控制。

電壓模式控制的優(yōu)點(diǎn)：PWM三角波值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時(shí)具有較好的抗噪聲裕量，占空比不受限制，對(duì)負(fù)載的動(dòng)態(tài)響應(yīng)調(diào)節(jié)快。峰值電壓控制原理圖如圖2所示。峰值電壓控制的電壓采樣是采取濾波電容的電壓，輸出電壓U反饋回來(lái)作為兩個(gè)控制環(huán)的反饋量。一個(gè)外反饋信號(hào)，輸入到低帶寬的誤差放大器，該誤差放大器將U與固定的基準(zhǔn)電壓Uref比較，產(chǎn)生PWM控制電壓Uc。另外，把輸出電壓的紋波Us作為內(nèi)環(huán)控制信號(hào)，作為PWM比較器的斜坡信號(hào)反饋到PWM比較器的輸入。這樣就提高了PWM內(nèi)環(huán)控制瞬態(tài)響應(yīng)，外環(huán)就可以提高控制精度。圖2中，每個(gè)周期開始時(shí)，時(shí)鐘信號(hào)使鎖存器復(fù)位、開關(guān)管導(dǎo)通，開關(guān)電流iL由初始值線性增大。由于負(fù)載電流固定不變，所以該變化的電流完全通過濾波電容的寄生電阻給濾波電容充電，從而在寄生電阻上產(chǎn)生與電感電流斜率相同的壓降Us，該電壓即為內(nèi)環(huán)采樣電壓。當(dāng)Us增大到誤差電壓Uc時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)，從而使鎖存器輸出低電平，開關(guān)管關(guān)斷，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖信號(hào)到來(lái)，開始下一個(gè)周期運(yùn)行。

圖2 峰值電壓控制電路

在此分析峰值電壓工作原理。當(dāng)每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，時(shí)鐘信號(hào)使鎖存器復(fù)位、開關(guān)管導(dǎo)通，開關(guān)電流iL由初始值線性增大，該電流增大階段的紋波為iLr=（Ug-U）t/L。由于在高頻開關(guān)頻率下電容C支路的阻抗比負(fù)載R的阻抗小，所以認(rèn)為電感紋波電流完全流經(jīng)電容C，通過濾波電容的串聯(lián)寄生電阻（ESR）Re給濾波電容充電，從而在Re上產(chǎn)生與電感電流斜率相同的壓降（Ug-U）Ret/L。由于電容C的容量很大，其電壓Ucap可認(rèn)為恒定不變，則輸出電壓為

電感電流為

式中 IL為電感電流的直流分量。內(nèi)環(huán)的檢測(cè)電壓為

將式（1）、式（2）代入式（3）可得

式中

為檢測(cè)電壓Us的上升沿斜率，當(dāng)Us增大到誤差電壓Uc時(shí)，比較器開始翻轉(zhuǎn)，從而使鎖存器輸出低電平電壓，開關(guān)管由導(dǎo)通變?yōu)殛P(guān)斷，電感電流線性下降，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖信號(hào)到來(lái)。峰值電壓的穩(wěn)態(tài)波形如圖3所示。

3 仿真分析

圖3 峰值電流控制變換器波形

對(duì)圖1主電路用峰值電壓進(jìn)行仿真分析，假定開關(guān)管的頻率為46 kHz，用PSPICE軟件仿真其參數(shù)，開關(guān)管選用MOSFET，仿真分析開關(guān)管S的開關(guān)狀態(tài)的尖鋒電壓，S為正脈沖導(dǎo)通。在仿真時(shí)發(fā)現(xiàn)，開關(guān)管兩端加上RC吸收電路，其仿真波形不同，圖4a為開關(guān)管兩端不加RC吸收電路的仿真波形，從該圖中可知，MOSFET開通瞬間有較大過充電壓；圖4b為在開關(guān)管兩端加吸收電路的仿真波形，RC的參數(shù)分別為：C=1 nF、R=1 kΩ，從仿真波形分析可知，MOSFET在開通和關(guān)斷時(shí)存在尖鋒電壓，在開關(guān)管兩端加吸收電路后能抑制過充電壓。通過仿真波形比較可知，吸收電路的電容越大、吸收電阻越小的情況下吸收過充電壓的效果越明顯。

圖4 開關(guān)管RC吸收電路的仿真波形

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)以上拓?fù)潆娐方Y(jié)構(gòu)和控制方法，選用主芯片DSP(TMS320F2812)為中央處理器制作了一臺(tái)樣機(jī)，DSP具有最大150 MHz（1.9 V內(nèi)核電壓）的時(shí)鐘頻率，在一個(gè)周期內(nèi)可以對(duì)任何內(nèi)存地址快速完成讀取、修改、寫入操作，使得效率和程序代碼達(dá)到最佳，能滿足設(shè)計(jì)的運(yùn)算能力。軟件系統(tǒng)流程如圖5所示，變壓器輸出端波形如圖6所示。

4 結(jié)論

分析了單端正激逆變焊接電源的拓?fù)潆娐?，采用峰值電壓控制方式控制開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷。仿真分析可知，在開關(guān)管兩端加上RC吸收電路能改變開關(guān)管輸出電壓波形。

圖5 軟件系統(tǒng)流程框圖

圖6 變壓器輸出波形

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