一種甚高頻中心和帶寬可調(diào)耦合濾波器設(shè)計(jì)

房麗麗 王學(xué)田 劉春明

（北京理工大學(xué)信息與電子學(xué)院，北京100081）

引 言

電調(diào)諧耦合濾波器以其選頻靈活、抗干擾強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用在跳頻系統(tǒng)、多帶通信系統(tǒng)、寬帶收發(fā)等系統(tǒng)，特別是近年隨著寬帶雷達(dá)和無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展，提高了對(duì)濾波器的重構(gòu)要求，這就需要帶通濾波器中心頻率和帶寬均可調(diào).具有中心頻率可調(diào)的帶通濾波器已被各種技術(shù)方式實(shí)現(xiàn)，包括鐵電體薄膜［1－3］，微機(jī)電系統(tǒng)（Micro－Electro－Mechanical Systems，MEMS）［4］，嵌 入 元 件 多 層 印 刷 電 路 板（Printed Circuit Board，PCB）［5］，低 溫 共 燒 陶 瓷（Low Temperature Co－Fired Ceramic，LTCC）［4，6］，表貼LC［7］等，但帶寬隨著頻率的增加按比例增加，尤其在寬帶系統(tǒng)更加明顯.最近提出一些帶寬可調(diào)的方法［8－13］，主要思路是通過(guò)調(diào)整耦合單元來(lái)控制帶寬.

通過(guò)對(duì)典型的電調(diào)耦合濾波器的兩種等效電路形式的分析，理論分析了耦合濾波器帶寬的影響因素，改變電路結(jié)構(gòu)中的電容耦合單元減小中心頻率變化對(duì)帶寬的影響，設(shè)計(jì)了VHFL頻段中心頻率和帶寬可調(diào)耦合濾波器，仿真結(jié)果表明該設(shè)計(jì)電路可以在很寬的中心頻率范圍內(nèi)保持接近常數(shù)的帶寬.實(shí)際電路測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方法的有效性.

1 濾波器設(shè)計(jì)

1.1 設(shè)計(jì)原理

典型的電調(diào)諧耦合濾波器結(jié)構(gòu)如圖1所示，多個(gè)單諧振回路彼此之間通過(guò)互耦單元構(gòu)成，最常用的是具有兩個(gè)諧振單元的雙調(diào)諧耦合電路，具有比單調(diào)諧電路更好的幅頻相頻特性.

圖1 典型的電調(diào)耦合諧濾波器

雙調(diào)諧耦合電路的等效電路形式可以分為兩種：電感耦合形式和電容耦合形式，其等效電路圖如圖2所示.

圖2的兩種等效電路均由L1和C1構(gòu)成其諧振單元.其中，圖2（a）是通過(guò)電感L2直接耦合，當(dāng)通過(guò)變壓器間接互耦時(shí)，其T型等效電路也可等效成圖2（a）的形式；圖2（b）是通過(guò)電容C2直接耦合.這兩種等效電路的輸入和輸出儲(chǔ)能電路均諧振在同一頻率.

對(duì)電路分析后可以得到其相關(guān)參數(shù).其中，諧振的中心頻率為

電感耦合的耦合系數(shù)為

電容耦合的耦合系數(shù)為

帶寬正比于頻率f0并隨著k值增加而增加，表達(dá)式為［7］

式中：

若kQ＝1，電路處于臨界耦合狀態(tài)；

若kQ＜1，電路處于欠耦合狀態(tài)；

若kQ＞1，電路處于過(guò)耦合狀態(tài).

用于耦合兩個(gè)諧振單元的耦合電容C2的值不能任意選?。喝鬋2值過(guò)大，則會(huì)出現(xiàn)過(guò)耦合現(xiàn)象，頻率響應(yīng)曲線展寬，在濾波器的通帶中將出現(xiàn)兩個(gè)峰值；若C2取值過(guò)小，則沒有足夠的信號(hào)能量從一個(gè)諧振單元傳輸?shù)搅硪粋€(gè)諧振單元，插入損耗會(huì)增大.

由式（4）可知，帶寬為增益G、k、L1和C1的函數(shù).帶寬與中心頻率f0成正比，因此若其他值不變，隨著中心頻率的上升，帶寬將變寬.除此之外，帶寬還與k值成正比.也就是說(shuō)，若要帶寬保持不變，中心頻率f0和k值應(yīng)反向變化.

將式（1）、（2）、（3）分別代入式（4）可知調(diào)節(jié)C1不能改變圖2（a）電路的k值，所以帶寬正比于f0，而對(duì)于圖2（b），如果同方向同時(shí)調(diào)節(jié)C1和C2可改變k值，從而減小甚至消除圖2（b）電路帶寬的變化.

1.2 部分接入匹配電路

為了提高濾波器的品質(zhì)因數(shù)和頻率選擇性，需要對(duì)輸入輸出阻抗進(jìn)行阻抗匹配，采用電感抽頭電路進(jìn)行匹配.采用電感抽頭匹配電路進(jìn)行阻抗變換的原理如圖3所示.公式（6）為RL和Rs之間的變換關(guān)系.在進(jìn)行上述阻抗變換后，電路的品質(zhì)因數(shù)和頻率選擇性均可得以改善，但是會(huì)引入一定的中心頻率偏差.

1.3 整體電路設(shè)計(jì)

變?nèi)荻O管的等效電路如圖4所示.其中：C為電容；Rs為串聯(lián)電阻；Rp為絕緣電阻；L為串聯(lián)電感.

根據(jù)上述理論分析，優(yōu)化設(shè)計(jì)了VHFL頻段的濾波器電路，采用NXP BB131作為諧振電容，其等效串聯(lián)電阻為3Ω；采用NXP BB132作為耦合電容，其等效串聯(lián)電阻為2Ω.根據(jù)datasheet［14－15］，得到其C－V值如表1所示.

表1 變?nèi)荻O管的C－V特性

在具體的電路實(shí)現(xiàn)時(shí)，諧振電容由一個(gè)變?nèi)荻O管BB132和一個(gè)7.5pF的固定電容并聯(lián)得到，耦合電容由兩個(gè)背靠背的變?nèi)荻O管BB131串聯(lián)得到.這些變?nèi)荻O管的容值由加載的電壓控制.

2 仿真結(jié)果

借助ADS進(jìn)行仿真和優(yōu)化，傳輸系數(shù)和反射系數(shù)等參數(shù)的優(yōu)化結(jié)果如表2，可知該電路在56.9～165.8MHz的調(diào)諧頻率范圍里絕對(duì)帶寬變化小，可調(diào)頻率最大值與最小值之比接近3倍，矩形系數(shù)（30 dB／3dB）小于6，輸入輸出匹配好，在中心頻率為161.3MHz時(shí)，相對(duì)帶寬僅為5.6%.

表2 仿真優(yōu)化結(jié)果

3 實(shí)測(cè)結(jié)果

根據(jù)優(yōu)化后的設(shè)計(jì)結(jié)果，對(duì)VHFL頻段選頻電路進(jìn)行了實(shí)際加工，并進(jìn)行了測(cè)試.由于電路的電感L的微小變化就會(huì)大大影響整個(gè)系統(tǒng)的濾波性能，在仿真設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，加工了兩類電路：一類采用固定電感值器件，即表貼器件來(lái)構(gòu)成電路；另一類采用手繞式電感.采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行了測(cè)試，將控制電壓由0V逐漸增大到28V，其測(cè)得的插入損耗和回波損耗分別如圖5和圖6所示.其他各個(gè)參數(shù)的實(shí)測(cè)結(jié)果如表3和表4所示.

由圖5和表3可以看出，隨著控制電壓的增大，采用表貼電感和手繞電感的濾波器電路均可以實(shí)現(xiàn)連續(xù)的中心頻率可調(diào)，且濾波器3dB帶寬接近常數(shù)帶寬，較好地吻合仿真結(jié)果.插入損耗總體曲線比仿真結(jié)果低3～5dB，這主要是因?yàn)閷?shí)際的PCB板及選用元器件的寄生電阻引起的損耗可以通過(guò)后續(xù)的放大電路予以增益補(bǔ)償，不影響其選頻特性.中心頻率受寄生影響有所偏移，可以通過(guò)改變電路中電容和電感的數(shù)值加以調(diào)整.在整個(gè)工作頻帶內(nèi)，矩形因子在5.2～6.6范圍內(nèi)變化，頻率選擇性能較好.

由圖6和表3可以看出，采用表貼電感的濾波器電路的回波損耗均在－10dB以下，電路匹配良好.采用手繞電感的濾波器電路其回波損耗較大，電路匹配較差，通過(guò)調(diào)整輸入端兩電感的比值，可以進(jìn)一步改善其匹配特性.

綜合考慮各項(xiàng)指標(biāo)，采用表貼電感濾波器電路形式實(shí)現(xiàn)的電調(diào)耦合濾波器各項(xiàng)指標(biāo)更好.

表3 采用表貼電感的濾波器實(shí)測(cè)參數(shù)

表4 采用手繞電感的濾波器實(shí)測(cè)參數(shù)

4 結(jié) 論

電調(diào)諧耦合濾波器的重構(gòu)越來(lái)越被重視，本文對(duì)濾波器的帶寬影響因子進(jìn)行了理論分析，通過(guò)改變電容耦合單元使得中心頻率變化時(shí)帶寬保持不變.設(shè)計(jì)了VHFL頻段電調(diào)諧耦合濾波器，仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果均表明此濾波器在3倍帶寬的頻帶范圍里保持常帶寬，該設(shè)計(jì)方法有效，調(diào)試簡(jiǎn)單，成本低，對(duì)數(shù)字電視有很好的實(shí)用性.該方法可以進(jìn)一步用于MEMS、鈦 酸 鍶 鋇 （barium strontium titanate，BST）、LTCC等實(shí)現(xiàn)方式.

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