三相PWM整流器的研制

趙武玲 彭樹文 王偉強(qiáng) 姚 廣

（核工業(yè)理化工程研究院，天津 300180）

傳統(tǒng)變頻器其整流器部分多采用二極管整流或可控硅整流方式，輸入電流諧波大，對(duì)電網(wǎng)造成很大污染，工程應(yīng)用中需要另外加裝功率因數(shù)補(bǔ)償裝置，成本高，體積大。隨著綠色能源的快速發(fā)展，脈寬調(diào)制（PWM）整流器技術(shù)以其能夠?qū)崿F(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制、輸入電流高度正弦化、動(dòng)態(tài)調(diào)整性能好等優(yōu)點(diǎn)，成為電力電子行業(yè)的研究熱點(diǎn)，也逐漸地被應(yīng)用于變頻器領(lǐng)域中。目前，PWM 整流器技術(shù)主要采用間接電流控制及直接電流控制兩種方式，其中基于狀態(tài)空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）的直接電流控制方式，具有快速的動(dòng)、靜態(tài)調(diào)整性能及較高的直流電壓利用率等優(yōu)點(diǎn)，正成為 PWM整流器控制領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)。

本文采用基于SVPWM的直接電流控制方式，建立了以數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）TMS320LF2407A為核心的數(shù)字控制系統(tǒng)，為提高系統(tǒng)工作的可靠性和穩(wěn)定性，優(yōu)化系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)、控制系統(tǒng)硬件電路設(shè)計(jì)及軟件設(shè)計(jì)。

1 基于空間矢量的控制策略

如圖1所示，電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與二電平逆變器結(jié)構(gòu)類似。其主要部件由三相輸入側(cè)電感L，三對(duì)IGBT開關(guān)器件，直流側(cè)輸出電容C，以及負(fù)載Rdc組成。圖中R代表電感線圈的等效電阻，一般可以忽略。

圖1 電壓型PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

式中，sk為單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)(k=a, b, c)；iL為整流器直流側(cè)負(fù)載電流；vdc為直流電壓。

通過坐標(biāo)變換將三相靜止坐標(biāo)系(a，b，c)轉(zhuǎn)換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)的(d，q)坐標(biāo)系，則三相對(duì)稱靜止坐標(biāo)系中的基波正弦變量將轉(zhuǎn)化成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流變量，從而簡(jiǎn)化了控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。

變換后，三相 PWM整流器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d，q)中的數(shù)學(xué)模型[1]為

式（2）的后兩項(xiàng)公式可寫為

式中，p為微分算子。

由式（3）可以看到，整流器 d，q軸電流分量相互耦合。引入id，iq的前饋解耦控制對(duì)式（3）解耦，且id，iq電流環(huán)均采用PI調(diào)節(jié)器控制?？傻脙上嗤叫D(zhuǎn)坐標(biāo)系(d，q)下電流控制時(shí)的電壓指令[1]為

式中，v*d、v*q為坐標(biāo)系(d, q)中的三相VSR指令電壓；i*d、i*q為坐標(biāo)系(d，q)中的三相VSR網(wǎng)側(cè)指令電流。

由式（4）得到控制量 v*d、v*q，即可通過SVPWM調(diào)制算法生成相應(yīng)的 6路脈沖實(shí)現(xiàn)相應(yīng)IGBT的通斷控制。

基于SVPWM的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖2所示[2]，電壓外環(huán)控制直流側(cè)電壓，使直流電壓保持參考電壓值，而電流內(nèi)環(huán)根據(jù)電壓外環(huán)輸出的電流指令進(jìn)行電流控制，實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制。將電源三相電流變換到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d，q)中，分別得到有功電流 id和無功電流 iq。有功電流指令i*d直接由電壓外環(huán)得到，當(dāng)PWM整流器工作在單位功率因數(shù)時(shí)，令無功電流指令i*q為0。利用式（4），通過電流環(huán)的調(diào)節(jié)運(yùn)算獲得三相PWM整流器交流側(cè)指令電壓矢量V*(v*d，v*q) ，并采用SVPWM算法，生成6路脈沖控制相應(yīng)的功率開關(guān)管開通或關(guān)斷，合成與v*d、v*q對(duì)應(yīng)的整流器交流側(cè)電壓綜合矢量U*，從而控制網(wǎng)側(cè)電流，實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化。

圖2 基于SVPWM的雙閉環(huán)控制原理圖

2 主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

由圖2可以看出，對(duì)于SVPWM整流器，為保證系統(tǒng)能夠穩(wěn)定可靠地工作，電網(wǎng)過零點(diǎn)的準(zhǔn)確檢測(cè)是至關(guān)重要的，一旦網(wǎng)側(cè)過零點(diǎn)檢測(cè)受到干擾，會(huì)直接導(dǎo)致整流器工作異常，直流電壓瞬時(shí)上沖，嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)斐蒊GBT組件的損壞，因此本文優(yōu)化了PWM整流器主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，從而提高系統(tǒng)可靠性。

改進(jìn)的PWM整流器主電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，主要包括隔離變壓器、預(yù)充電電路、濾波電容C、電抗器L、IGBT組件、直流電解電容等。其中隔離變壓器實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)與后級(jí)整流器的電氣隔離，避免在電磁干擾嚴(yán)重的環(huán)境中地線環(huán)路的串?dāng)_對(duì)整流器的影響，保證整流器穩(wěn)定可靠工作；濾波電容對(duì)輸入側(cè)電壓進(jìn)行濾波，以準(zhǔn)確得到系統(tǒng)過零點(diǎn)，抑制高頻信號(hào)對(duì)電壓過零點(diǎn)干擾；預(yù)充電電路主要用于保護(hù) IGBT組件，避免電網(wǎng)電壓瞬間加載對(duì)IGBT的沖擊，從而造成器件損壞。

圖3 三相PWM整流器主電路結(jié)構(gòu)圖

本文 IGBT組件選用英飛凌 FS50R12KT3（50A/1200V），由于沒有相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)板，驅(qū)動(dòng)板選用塞米控SKHI61，輸入側(cè)濾波電容星型連接，電容值為4μF。

3 控制系統(tǒng)硬件電路設(shè)計(jì)

控制系統(tǒng)硬件電路以 DSP TMS320LF2407A為核心，主要包括直流電壓采集，交流電流采集，過零點(diǎn)檢測(cè)，鎖相環(huán)同步電路等?？刂葡到y(tǒng)采用空間矢量雙閉環(huán)控制，需要準(zhǔn)確跟蹤電網(wǎng)相位，本文采用硬件鎖相環(huán)電路，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓的相位跟蹤，同時(shí)為了提高系統(tǒng)的抗干擾性，過零檢測(cè)電路采用遲滯過零比較器。根據(jù)試驗(yàn)中遇到的問題，對(duì)各硬件電路進(jìn)行優(yōu)化。

1）直流電壓采集電路。首先采用 ISO1002模擬信號(hào)變送器進(jìn)行直流電壓的采集，運(yùn)行中發(fā)現(xiàn)在直流電壓輸出幅值較小（100V）時(shí)，負(fù)載切換前后直流電壓能夠保持恒定，但當(dāng)直流電壓輸出比較大（600V）時(shí)，負(fù)載切換前后直流電壓跌落20V左右，經(jīng)過分析發(fā)現(xiàn)原因在于ISO1002模塊受高頻干擾嚴(yán)重，采集精度降低造成。因此直流電壓采集電路改為直接采用差分電路再經(jīng)過濾波電路消除高頻干擾信號(hào)，送入DSP進(jìn)行AD變換，經(jīng)試驗(yàn)驗(yàn)證在直流電壓輸出 600V時(shí)，負(fù)載切換前后直流電壓輸出僅有 1V偏差，有效抑制了高頻信號(hào)對(duì)直流電壓的干擾，大大提高了系統(tǒng)的控制精度。

2）電流采集電路。電流信號(hào)經(jīng)過電流傳感器轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘?hào)，經(jīng)過差分電路與基準(zhǔn)電壓將雙極性信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)閱螛O性信號(hào)，利用 RC濾波電路消除高頻干擾后，再經(jīng)過限幅電路送入DSP進(jìn)行AD變換。

3）過零比較器。電路首先采用一般過零比較器，通過示波器的觀察，發(fā)現(xiàn)在過零點(diǎn)有很多毛刺，很容易引起過零比較器誤操作，造成后級(jí)鎖相環(huán)失鎖，系統(tǒng)失控。為了提高系統(tǒng)抗干擾性，采用遲滯過零比較器，比較閾值避開干擾嚴(yán)重的過零點(diǎn)，同時(shí)輸入信號(hào)取自隔離變壓器后端線電壓 UAB，經(jīng)過差分電路、濾波電路后送入遲滯過零比較器轉(zhuǎn)變?yōu)榉讲ㄐ盘?hào)。

4 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

整流器控制方式采用 SVPWM 雙閉環(huán)直接電流控制?？刂葡到y(tǒng)的核心控制器選用 TI公司TMS320F2407A芯片，設(shè)定芯片工作頻率為40MHz。DSP芯片內(nèi)部資源使用 AD轉(zhuǎn)換，EVB:Timer3采用連續(xù)上升下降方式計(jì)數(shù)，配合全比較單元、死區(qū)時(shí)間控制單元，生成 6路 PWM開關(guān)信號(hào)。每個(gè)工頻周期分頻系數(shù)為 144，即當(dāng)工頻為50Hz時(shí)，PWM脈沖頻率為7.2kHz。

圖4 控制程序流程圖

DSP控制程序采用匯編語言編寫，流程圖如圖 4所示。程序主要分為主程序及捕捉子中斷CAP1。主程序主要進(jìn)行定時(shí)器T1、PWM口、IO接口及其他一些DSP寄存器和參數(shù)的初始化。捕捉中斷 CAP1主要完成整流器控制算法的實(shí)現(xiàn)，包括AD采樣、Clark變換、PARK變換、電流電壓環(huán)數(shù)字PI調(diào)節(jié)、反PARK變換及SVPWM脈沖寬度計(jì)算等，最后得出各個(gè)開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間。

為了實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)相位跟蹤，程序中預(yù)先保存了正弦表，每次進(jìn)入 CAP1捕捉中斷，通過計(jì)數(shù)值查表得到當(dāng)前正余弦值，從而進(jìn)行角度計(jì)算。由于系統(tǒng)采集線電壓過零點(diǎn)，因此與相電壓過零點(diǎn)會(huì)有30°偏移，另一方面隔離變壓器及遲滯過零比較器亦造成過零點(diǎn)相角偏移，二者綜合總的相角偏移量通過程序內(nèi)部進(jìn)行補(bǔ)償，從而得到準(zhǔn)確過零點(diǎn)，追蹤電網(wǎng)相位。交流電流、直流電壓等所有模擬信號(hào)的采樣全部進(jìn)行多次采集均值濾波實(shí)現(xiàn)軟件抗干擾。

5 試驗(yàn)結(jié)果

通過以上分析，搭建一臺(tái)3kW整流器試驗(yàn)樣機(jī)，負(fù)載為 PWM逆變器，其中整流器主電路中電抗器參數(shù)為L(zhǎng)=10mL，直流側(cè)電容C=2200μF，系統(tǒng)采樣頻率與開關(guān)頻率均為7.2kHz，輸入電壓380V，直流側(cè)輸出電壓600V，濾波電容為4μF，逆變器輸出電壓為 380V，逆變器負(fù)載為感性負(fù)載，輸出功率3kW。整流器帶載考核連續(xù)運(yùn)行48h，無任何故障報(bào)警。運(yùn)行中進(jìn)行了負(fù)載投試驗(yàn)。試驗(yàn)結(jié)果如圖5、圖6所示。

圖5 A相電壓及A相電流波形

圖6 直流電壓波形

圖5為輸出功率3kW時(shí)A相電壓與相電流波形，其中幅值大的正弦波形為輸入側(cè)A相電流波形，幅值小的正弦波形為輸入側(cè)A相電壓波形，可以看出二者相位基本一致，經(jīng)檢測(cè)功率因數(shù)為0.9954。圖 6為負(fù)載投入前后直流電壓波形，可以看出負(fù)載投入前后直流電壓基本保持恒定，體現(xiàn)了系統(tǒng)較好的動(dòng)態(tài)調(diào)整性能。

6 結(jié)論

本文提出了基于空間矢量的三相 PWM整流器的控制方法，為提高系統(tǒng)抗干擾性能，優(yōu)化了系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)及控制系統(tǒng)軟硬件設(shè)計(jì)，搭建了試驗(yàn)樣機(jī)并進(jìn)行試驗(yàn)。試驗(yàn)結(jié)果表明，采用基于SVPWM 的電壓電流雙閉環(huán)控制可以有效提高系統(tǒng)的功率因數(shù)（接近于1），輸入電流失真度小，負(fù)載切換前后輸出直流電壓恒定，具有良好的動(dòng)態(tài)調(diào)整性能。同時(shí)整流器帶載考核連續(xù)運(yùn)行48h，工作穩(wěn)定，說明整個(gè)系統(tǒng)具有良好的抗干擾性。

[1]張崇巍,張興.PWM 整流器及其控制[M]. 北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2003.

[2]王曉明,王玲.電動(dòng)機(jī)的DSP控制—TI公司的DSP應(yīng)用[M].北京:北京航空航天大學(xué)出版社,2004.