高速DAC與正交調(diào)制器接口電路設(shè)計(jì)

張 晉

(常州銘賽機(jī)器人科技有限公司，江蘇 常州 213164)

0 引言

寬帶數(shù)字TR組件通過DDS技術(shù)產(chǎn)生中頻寬帶信號或零載頻寬帶信號，然后對本振信號進(jìn)行正交調(diào)制至TR組件的工作頻段。與中頻寬帶信號方式相比，采用零中頻方式可以使信號瞬時(shí)帶寬減少一半，在增加器件的數(shù)量的同時(shí)降低了對DAC 芯片采樣率需求。這將有利于數(shù)字TR組件寬帶的實(shí)現(xiàn)。對于瞬時(shí)帶寬為200 MHz的寬帶數(shù)字TR組件，可以直接將零中頻200 MHz 帶寬的IQ信號通過正交調(diào)制器搬移到微波頻段，然后經(jīng)功率放大器放大后經(jīng)天線單元發(fā)射。DAC與正交調(diào)制器之間的接口電路設(shè)計(jì)會(huì)影響寬帶數(shù)字TR組件零中頻發(fā)射鏈路的動(dòng)態(tài)范圍及鏡像信號的抑制等，所以該接口電路的設(shè)計(jì)顯得尤為重要。

目前，主流的高速DAC 及正交調(diào)制器均有著不同的直流偏置電壓需求。如何設(shè)計(jì)它們之間的接口電路保證高速DAC 產(chǎn)生高保真度的寬帶雷達(dá)發(fā)射信號波形并幾乎無損地傳輸至正交調(diào)制器的輸入端是本論文研究的重點(diǎn)。

1 芯片選型及等效電路

美國TI(Texas Instruments）公司最新推出的4 通道、16 位、1.25GSPS的高速DAC 芯片DAC3484 由于其多通道、高性能和較小的封裝而適合于寬帶數(shù)字TR組件高集成度的多通道寬帶信號產(chǎn)生裝置選用。該芯片屬于拉電流型電流輸出DAC，其差分電流輸出范圍為10～30 mA，輸出端的模擬電壓通過輸出端外接的負(fù)載電阻獲得，直流偏置電壓為250 mV。該DAC 各通道的輸出端等效為由DAC 數(shù)據(jù)信號控制的受控電流源，如圖1(a）所示。

美國ADI(Analog Devices，Inc）公司推出的寬帶正交調(diào)制器ADL5375 具有高達(dá)50 dBc的邊帶抑制和46 dBm的本振泄漏抑制能力，其工作頻率范圍為400 MHz～6 GHz，0.1 dB 帶寬高達(dá)95 MHz。ADI 公司提供直流偏置為500 mV的ADL5375-05和直流偏置為1500 mV的ADL5375-15?？紤]DAC與正交調(diào)制器間的直流偏置電壓差越小信號傳輸?shù)膿p失越小，選定ADL5375-05 型正交調(diào)制器應(yīng)用于本設(shè)計(jì)，其I/Q 基帶信號輸入端等效電路如圖1(b）所示。

圖1 DAC3484 模擬輸出端及ADL5375-05 基帶輸入端等效電路

2 接口電阻網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

DAC3484的直流偏置為250 mV，ADL5375-05的直流偏置為500 mV，需要通過電阻網(wǎng)絡(luò)提供各端的偏置電壓。電阻網(wǎng)絡(luò)連接方式如圖2。

圖2 DAC3484 驅(qū)動(dòng)ADL5375-05的電阻網(wǎng)絡(luò)接口

該電阻網(wǎng)絡(luò)接口為差分型網(wǎng)絡(luò)，網(wǎng)絡(luò)中P 端與N端的交直流等特性將保持一致，故本文只分析P 端的信號互連特性。

圖2中設(shè)定V2為5V，V1為0V。VF1、VF2分別測試各點(diǎn)的電壓，應(yīng)滿足VF1為250 mV、VF2為500 mV。DAC3484 輸出端的等效阻抗應(yīng)為50 Ω，并根據(jù)基爾霍夫定律列出如下方程組:

求解得－21R1=19R2，18R2=R3，要求R1為負(fù)阻值。從方程(2）可知，若使R1 具有正阻值，(VF1－V1）的差值必須增大，這將要求V1＜0V，故必須引入負(fù)電壓方可實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。

指定V1為－5 V后，重新求解上述方程組，各電阻的阻值分別為R1=95.24 Ω，R2=5.54 Ω，R3=99.72 Ω，這將保證DAC3484 輸出端的直流及交流等效阻抗均為50 Ω。由串聯(lián)電阻R2 引入的交流信號損失為0.47 dB (－20 log(R3/(R2+R3）））。在電阻R2上并聯(lián)一個(gè)電容后即可減弱交流信號的損失，但此時(shí)DAC3484 輸出端的交流等效阻抗變?yōu)?8.7 Ω，這將導(dǎo)致DAC3484 輸出端的交流信號幅度比交流阻抗為50 Ω時(shí)低0.23 dB?？梢酝ㄟ^微調(diào)電阻R1、R2、R3的方式在不改變DAC3484 輸出端直流阻抗太多的條件下使其交流等效阻抗更接近50 Ω，以最大限度地減小該接口網(wǎng)絡(luò)對交流信號的損失。

3 引入低通濾波器后接口電阻網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)及仿真

寬帶數(shù)字TR組件工程應(yīng)用中要求在高速DAC與正交調(diào)制器之間置入基帶抗鏡像濾波器，以濾除奈奎斯特鏡像和寬帶DAC 噪聲。在阻抗網(wǎng)絡(luò)后需加入LC 型低通濾波器，設(shè)計(jì)截止頻率為100MHz的5 階切比雪夫差分型LC 濾波器并加入至DAC 3484與ADL5375-05的接口網(wǎng)絡(luò)中，需要引入濾波器負(fù)載電阻R7，如圖3所示。

圖3 DAC3484與ADL5375-05 間加入低通濾波器后的接口網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D

同樣需要保證DAC3484 輸出端的交流等效阻抗為50 Ω，電阻R2 上將產(chǎn)生直流電壓差，交流信號從與R2 并聯(lián)的低阻抗路徑C1 通過，DAC3484的輸出端交流阻抗分析不包括R2，其等效交流阻抗R1//R3//(R7/2）應(yīng)為50 Ω。結(jié)合基爾霍夫定律求解各電阻值并取整，得電阻值R1=177 Ω，R2=13 Ω，R3=229 Ω，R7=200 Ω。

在TINA-TI 軟件中對上述設(shè)計(jì)進(jìn)行直流特性及交流特性的仿真分析。圖4 給出了接口電路的直流節(jié)點(diǎn)電壓仿真結(jié)果，其中VF1=246.14 mV，VF2=501.41 mV，與預(yù)期電壓值(VF1’=250 mV，VF2’=500 mV）基本一致，求解的各電阻值取整時(shí)的舍入誤差導(dǎo)致仿真電壓值與預(yù)期電壓值的細(xì)微差別。

圖5 給出了接口電路的交流電壓均方根值仿真結(jié)果，其中VM1=700.5 mV(rms），VM2=699.47 mV(rms），交流信號幾乎無損地傳輸至ADL5375-05的基帶輸入信號端。

圖4 DAC3484與ADL5375-05 接口的直流節(jié)點(diǎn)電壓仿真結(jié)果

圖5 DAC3484與ADL5375-05 接口的交流電壓均方根值仿真結(jié)果

由圖5中電壓源VG1 產(chǎn)生振幅為1V、頻率為100 MHz的交流信號，即為DAC3484 經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換后待輸出的信號。使用TINA 軟件的虛擬示波器同時(shí)觀測DAC3484 輸出端的交流信號VM1與ADL5375-05 輸入端的交流信號VM2，采集波形如圖6所示。

分析零中頻200 MHz 寬帶信號在上述接口電路中交流傳輸特性，如圖7所示，由VM2處測得，在100 MHz 帶寬內(nèi)，增益波動(dòng)在1.14 dB 內(nèi)。

圖6 虛擬示波器測試VM1和VM2處100 MHz信號波形對比

圖7 ADL5375-05 基帶信號輸入端輸入信號的幅頻特性

4 結(jié)束語

本文針對高速DAC 芯片與正交調(diào)制器之間的接口電路特性，詳盡分析了接口電路設(shè)計(jì)中引入負(fù)電壓的必要性，給出電阻網(wǎng)絡(luò)各電阻阻值計(jì)算方法的同時(shí)分析了其對交流信號引入的損失。同時(shí)結(jié)合TINA-TI仿真軟件，對加入基帶抗鏡像濾波器后的接口電路設(shè)計(jì)進(jìn)行交直流特性及寬帶幅頻特性仿真后驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)的正確性。

［1］郭崇賢.相控陣?yán)走_(dá)接收技術(shù)［M］.北京:國防工業(yè)出版社，2009.

［2］DAC3484 Datasheet:Quad-Channel，16-Bit，1.25 GSPS Digital-to-Analog Converter［M］.TI，2011.7.

［3］ADL5375 Datasheet:400MHz to 6GHz Broadband Quadrature Modulator［M］.ADI，2010.9.

［4］SLAA399.Passive Terminations for Current Output DACs［M］.TI，2008.11.

［5］SLWA053B Design of Differential Filters for High-Speed Signal Chains［M］.TI，2010.4.