單極性PWM技術(shù)在雷達(dá)天線控制中的應(yīng)用

葉雷，姚振東

（成都信息工程學(xué)院四川成都610225）

隨著大功率半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，全控型電力電子器件組成的脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術(shù)在雷達(dá)天線控制系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。雷達(dá)天線控制系統(tǒng)一般采用脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術(shù)實現(xiàn)電機(jī)調(diào)速，由功率晶體管組成的H橋功率轉(zhuǎn)換電路常用于拖動伺服電機(jī)。根據(jù)在一個開關(guān)周期內(nèi)，電樞兩端所作用的電壓極性的不同分為雙極性和單極性模式PWM。

雙極性PWM功率轉(zhuǎn)換器中，同側(cè)的上、下橋臂控制信號是相反的PWM信號；而不同側(cè)之間上、下橋臂的控制信號相同[1]。在PWM占空比為50%時，雖然電機(jī)不動，電樞兩端的瞬時電壓和瞬時電流都是交變的，交變電流的平均值為零，電動機(jī)產(chǎn)生高頻的微振，能消除摩擦死區(qū)；低速時每個功率管的驅(qū)動脈寬仍較寬，有利于保證功率管的可靠導(dǎo)通。但是，在工作過程中，四個功率管都處于開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗大，而且容易發(fā)生“直通臂”的情況；更嚴(yán)重的情況在于——電機(jī)電樞并非絕對的感性元件，在電機(jī)不動時，由于此時通過電樞上的交變電流，電樞的內(nèi)部電阻會消耗能量，造成了不必要的損耗，降低了功率變換器的轉(zhuǎn)換效率。

單極性PWM功率轉(zhuǎn)換器中，一側(cè)的上、下橋臂為正、負(fù)交替的脈沖波形，另外一側(cè)的上橋臂關(guān)斷而下橋臂恒通。在工作時一側(cè)的上、下橋臂總有一個始終關(guān)斷，一個始終導(dǎo)通，運(yùn)行中無須頻繁交替導(dǎo)通，因而減少了開關(guān)損耗；在PWM占空比為0%時，電機(jī)停止，H橋完全關(guān)斷無電流通過，此時電機(jī)的內(nèi)部電阻不消耗能量；由于單極性比雙極性PWM功率變換器的電樞電路脈動量較少一半，故轉(zhuǎn)速波動也將減小。但是，單極性和雙極性PWM都存在可能的“直通臂”情況，應(yīng)設(shè)置邏輯延時[2]。

在進(jìn)行H橋功率轉(zhuǎn)換電路設(shè)計的時候，需要解決一個基本的問題—高端門懸浮驅(qū)動。通常有如下幾種方式[1]：第一，直接采用脈沖變壓器進(jìn)行隔離及懸??；第二，采用獨(dú)立的懸浮電源；第三，動態(tài)自舉技術(shù)。前兩種方法使用時大量使用分立元件，增加了調(diào)試難度、電路的可靠性變差、印制電路板的面積相應(yīng)變大。而動態(tài)自舉技術(shù)目前已被許多專用電路采用，此類產(chǎn)品集成度高、體積小巧、性能穩(wěn)定、使用單一電源即可對柵極驅(qū)動。但是此類器件在使用時，必須外接自舉二極管和自舉電容，并連接合適的充放電回路，組成一個動態(tài)自舉電路。這個動態(tài)自舉的過程必須是循環(huán)往復(fù)的，才能保證H橋高端柵極的開通和關(guān)斷。下面設(shè)計的單極性PWM電路將會解決上述問題。

1 H型單極性PWM的設(shè)計

1.1 脈沖分配電路的設(shè)計

在這里，我們首先設(shè)計了一個單極性PWM脈沖分配電路，如圖1所示。輸入信號包括一個方向信號和一個脈沖寬度調(diào)制信號，這兩個輸入信號經(jīng)過脈沖分配便產(chǎn)生單極性PWM脈沖。信號地和功率地通過高速光電耦合器隔離。調(diào)節(jié)脈沖寬度調(diào)制信號的占空比即可調(diào)節(jié)單極性PWM脈沖的占空比。這里的方向信號用來切換電動機(jī)轉(zhuǎn)動的方向，這種做法區(qū)別于雙極性PWM中的轉(zhuǎn)動方向靠PWM的占空比來決定的做法。值得注意的是圖1中的NE555電路，起到脈沖檢測的作用。當(dāng)脈沖寬度調(diào)制輸入信號脈沖丟失時，此時輸出低，將低端強(qiáng)制拉低，整個H橋關(guān)斷。電路的仿真波形如圖3所示。

1.2 驅(qū)動和功率轉(zhuǎn)換電路設(shè)計

圖1 邏輯分配電路Fig.1 Logic distribution circuit

圖2 驅(qū)動和功率轉(zhuǎn)換電路Fig.2 Driver and power converter circuit

脈沖分配電路產(chǎn)生的單極性PWM脈沖，送入半橋驅(qū)動器放大。如圖2所示，國際整流器公司生產(chǎn)的IR2308和由IGBT組成的H橋驅(qū)動和功率轉(zhuǎn)換電路。IR2308在驅(qū)動高端柵極時，必須外接自舉二極管和自舉電容，當(dāng)Vs腳通過低端IGBT和電機(jī)負(fù)載拉到地時，自舉電容由直流+18 V通過自舉二極管對電容充電；低端IGBT關(guān)斷時，電容通過IR2308的內(nèi)部推挽結(jié)構(gòu)經(jīng)HO腳對高端IGBT柵極充電，使其飽和導(dǎo)通。IR2308內(nèi)部死區(qū)保護(hù)單元為IGBT開關(guān)延時提供了死區(qū)時間，消除了“直通臂”的現(xiàn)象。在正常工作時，由于對側(cè)低端的IGBT始終開通，故此時自舉電容可以通過電機(jī)負(fù)載對地充電，減小了因?qū)Ω叨藮艠O的充電導(dǎo)致的自舉電壓降的波動，可以看出這是一個動態(tài)自舉的過程。

圖3 仿真邏輯圖Fig.3 Logic diagram of simulation

1.3 自舉元件的計算

自舉元件參數(shù)的選擇對自舉效果存在重要影響。以下方程詳述了自舉電容提供的最小充電電荷[3]：

其中：Qg為高端IGBT的門電荷，f為工作頻率，ICbs（leak）為自舉電容漏電流（使用瓷片電容時可忽略），Iqbs（max）為最大VBS靜態(tài)電流，Qls為每個周期的電平轉(zhuǎn)換所需要的電荷。自舉電容必須能夠提供上述電荷，并且保持滿電壓，否則可能會導(dǎo)致自舉電壓產(chǎn)生很大的紋波，當(dāng)?shù)陀谧耘e電壓欠壓封鎖電壓時，使得高端輸出停止[3]。因此自舉電容上的電路至少要取公式（1）計算值的兩倍才比較穩(wěn)妥。最小的自舉電容值可以通過下面的公式來計算[3]：

其中：Vcc為邏輯電路部分的電壓源，Vf為自舉二極管的正向壓降，VLS為低端IGBT上的壓降，VMin為VB與VS之間的最小電壓。自舉電容漏電流ICbs（leak）僅與自舉電容是電解時有關(guān)，如果采用其他類型的電容，則可以忽略，因此盡可能使用非電解電容。自舉二極管必須能夠承受線路中的所有電壓[4]；在圖2的電路中，當(dāng)高端IGBT導(dǎo)通并且大約等于母線電壓Vbus時，就會出現(xiàn)此現(xiàn)象[4]。自舉二極管的高溫反向漏電流特性在那些需要電容來保存電荷一段延時時間的應(yīng)用中是一個重要的參數(shù)。同樣，為了減小由自舉電容饋入電源的電荷，應(yīng)選用超快速恢復(fù)二極管[4]。推薦自舉二極管的特性如下[4]：最大反向電壓:VRRM≥母線電壓Vbus；最大反向恢復(fù)時間:trr≤100 ns；正向電流:IF≥Qbsf。

2 實驗驗證

2.1 實驗方法和器件參數(shù)選取

本實驗由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM發(fā)生器產(chǎn)生頻率f=20 kHz的脈沖寬度調(diào)制信號，PWM的占空比可調(diào)范圍為0%～90%，同時使用I/O口輸出方向信號；電動機(jī)采用100 V/2 A的直流伺服電機(jī)，電樞回路總電阻Ra=8.1 Ω。

使用H橋電路驅(qū)動100 V/2 A的直流伺服電機(jī)，所以要求H橋的母線電壓Vbus是100 V，流過各開關(guān)的最大電流為2 A。因此電橋使用的IGBT的集電極-發(fā)射極間電壓VCES的絕對最大額定值應(yīng)該大于100 V，集電極電流IC的最大額定值在2 A以上。對于電動機(jī)這樣的感性負(fù)載，當(dāng)驅(qū)動電壓突然關(guān)斷時會產(chǎn)生很大的反電動勢。一般在電路中為了防止電動機(jī)產(chǎn)生的反電動勢燒壞開關(guān)器件，在H橋各開關(guān)中必須接入續(xù)流二極管，用于吸收反電動勢。很多開關(guān)用IGBT在集電極和源極之間內(nèi)藏續(xù)流二極管，因此二極管的應(yīng)該滿足峰值恢復(fù)電流Irr大于2 A（100 V/2 A的直流伺服電機(jī)），反向電壓UR應(yīng)該大于H橋供電電壓100 V。仙童公司生產(chǎn)的IGBT FGA25N120滿足上述要求，參數(shù)裕量很大，如表1所示。將表1中相關(guān)參數(shù)帶入公式（1）得出自舉電容提供的最小充電電荷Qbs=612.5 nC，代入自舉二極管正向電流公式即可計算出自舉二極管正向電流IF≥12.25 mA，綜合考慮上面推薦的自居二極管特性，我們選用HER207。將最小充電電荷Qbs帶入公式（2）得到最小的自舉電容值C≥113.4 nF，選用220 nF的高壓瓷片電容。

表1 實驗相關(guān)參數(shù)Tab.1 R elated parameters of experiment

2.2 雷達(dá)天線實際應(yīng)用中的效果

如圖2所示，H型雙極性PWM的電機(jī)電樞兩端平均電壓可以表示為：

當(dāng)τ=0%時，此時UAB=0 V，電動機(jī)停止轉(zhuǎn)動。測得邏輯控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此結(jié)果與圖3（c）仿真邏輯一致。因為此時H橋的4個IGBT全部關(guān)斷，故此時不存在開關(guān)損耗；盡管電動機(jī)存在內(nèi)部電阻，但此時沒有電流流過H橋，電動機(jī)也不消耗能量。當(dāng)τ=100%時，其結(jié)果與τ=0%時完全相同。當(dāng)τ=90%時，這個時候電壓的占空比很寬，天線處于一個比較高的轉(zhuǎn)速，測得流過電機(jī)電樞平均電流Iav為1.72 A，由（3）計算出電樞兩端平均電壓UAB=86.4 V，那么電源輸入功率為：

電樞回路總的銅損耗為：

此部分能量浪費(fèi)在電樞內(nèi)部電阻上，轉(zhuǎn)變?yōu)闊崮?。由直流電動機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時的基本方程式[5]：

其中：Ea為電動機(jī)的感應(yīng)電動勢式（6）兩邊同時乘以Iav：

故電磁功率為：

此部分功率由電功率轉(zhuǎn)換為電磁功率，從而拖動天線，測得天線的實際轉(zhuǎn)速n=6 r/min。此時的轉(zhuǎn)換效率為：

H型雙極性PWM的電機(jī)電樞兩端的平均電壓可以表示為：

當(dāng)α=50%時，此時UAB=0 V，電動機(jī)停止轉(zhuǎn)動。但是此時電機(jī)電樞兩端的電流是交變通斷的，因此會消耗功率電樞內(nèi)部電阻上，同時IGBT由于每個周期的交替導(dǎo)通和關(guān)斷，會存在4個IGBT開關(guān)損耗。與單極性PWM占空比α=90%相對應(yīng)的雙極性PWM占空比為UAB=95%，此時電樞兩端平均電壓=86.4 V。但在一個開關(guān)周期里，比單極性PWM電路要多出兩個IGBT開關(guān)損耗，同時電樞內(nèi)部電阻在整個開關(guān)周期里都消耗功率。因此可以發(fā)現(xiàn)，雙極性PWM較單極性PWM電路在拖動天線時，浪費(fèi)在開關(guān)損耗和銅損上的功率更多，從而導(dǎo)致轉(zhuǎn)換效率的降低，也降低了天線的轉(zhuǎn)速。

3 結(jié)論

上面設(shè)計的H型單極性PWM電路，克服了雙極性PWM電路在電機(jī)停止轉(zhuǎn)動時仍然有損耗的缺點(diǎn)；在電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)時，功耗也相應(yīng)減小，提高了轉(zhuǎn)換效率，進(jìn)一步提高了轉(zhuǎn)速。目前，市場上類似的H橋驅(qū)動器也能夠完成上述功能，比如美國國家半導(dǎo)體的LMD18200[6]。但是類似的集成芯片母線供電電壓一般較低（一般只有幾十伏）、功率有限、而且價格昂貴。文中設(shè)計的電路，僅通過增加邏輯實現(xiàn)H型單極性PWM功能，母線供電電壓可高達(dá)上百伏。

[1] 孫立志.PWM與數(shù)字化電動機(jī)控制技術(shù)應(yīng)用[M].北京：中國電力出版社，2003.

[2] 邱阿瑞，柴建云，孟朔，等.現(xiàn)代電力傳動與控制[M].北京：電子工業(yè)出版社，2004.

[3] Rectifier I.HV floating MOS-gate driver ICs.AN-978[R].El Segundo，CA:International Rectifier Co..2007.

[4] Adams J.Bootstrap Component Selection For Control IC’s.DT98-2a[R].El Segundo，CA:International Rectifier Co..2001.

[5] 劉錦波，張承慧，等.電機(jī)與拖動[M].北京：清華大學(xué)出版社，2006.

[6] Semiconductor N.LMD18200 Datasheet[EB/OL].（2011-02-07）[2013-01-06].www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/lmd18200.pdf.