OFDM系統(tǒng)中DCT結(jié)合判決指導(dǎo)的信道估計(jì)方法

王蘭勛，張瑾，李驥

（河北大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，河北 保定 071002）

正交頻分復(fù)用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）技術(shù)是把一個(gè)高速率的數(shù)據(jù)流通過串并變換，分配到速率相對(duì)較低的若干個(gè)頻率子信道，以并行的方式進(jìn)行傳輸.各子載波之間相互正交，減小了各子載波間的相互干擾，提高了頻譜利用率.由于無線信道具有多徑性與時(shí)變性的特點(diǎn)，為了能夠準(zhǔn)確得到OFDM接收信號(hào)并進(jìn)行解調(diào)，往往需要對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì).目前基于導(dǎo)頻的輔助調(diào)制（pilot symbol assisted modulation，PSAM）信道估計(jì)方法因簡(jiǎn)單方便而得到了廣泛應(yīng)用［1］.

在所有的插值方法中，基于離散傅里葉變換（Discrete Fourier Transform，DFT）的時(shí)域插值法是一種性能較好、復(fù)雜度較低、易于實(shí)現(xiàn)的插值法［2］.為了進(jìn)一步減小子載波間干擾，同時(shí)降低高斯白噪聲對(duì)信道造成的影響，在文獻(xiàn)［3］中一種基于DFT變換域的插值方法被提出，其核心是在頻域內(nèi)對(duì)信號(hào)進(jìn)行DFT變換，之后得到信號(hào)的變換域空間，再對(duì)變換域內(nèi)的信號(hào)進(jìn)行離散傅里葉逆變換（Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT）變換到頻域.這種插值算法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但對(duì)信道的采樣周期要求比較苛刻.文獻(xiàn)［4－5］提出的基于離散余弦變換（Discrete Consine Transform，DCT）插值方法，其中包括時(shí)域的插值和變換域的插值，與DFT插值相比其優(yōu)點(diǎn)在于能量更加集中，能夠較好地抑制頻譜能量的泄露.文獻(xiàn)［6］在文獻(xiàn)［4－5］基礎(chǔ)上進(jìn)一步改進(jìn)，設(shè)計(jì)了一個(gè)適用于DCT變換域的低通濾波器，進(jìn)一步去除噪聲的影響.文獻(xiàn)［7－8］在經(jīng)典信道估計(jì)算法上加入了判決指導(dǎo)的思想，即在所得信道頻域響應(yīng)中進(jìn)行第2次濾波處理，該算法為本文的改進(jìn)算法提供了一定的思路.

為了進(jìn)一步減少噪聲分量對(duì)信道估計(jì)性能的影響，本文在文獻(xiàn)［6］的基礎(chǔ)上，將DCT變換域插值與判決指導(dǎo)的信道估計(jì)方法相結(jié)合，形成新的信道估計(jì)算法.利用判決指導(dǎo)的方法對(duì)信道里的噪聲進(jìn)行二次處理，達(dá)到進(jìn)一步去噪的目的.

1 基于DFT插值的信道估計(jì)

基于DFT的信道估計(jì)算法因?yàn)橐子趯?shí)現(xiàn)，性能很好，所以備受關(guān)注.由于多徑衰落和噪聲的影響，各個(gè)子載波間的相互干擾會(huì)影響導(dǎo)頻符號(hào)，信道估計(jì)的性能會(huì)因此降低.針對(duì)該問題，文獻(xiàn)［3］提出了基于DFT變換域算法.這種插值算法利用了在變換域空間內(nèi)DFT變換的特性以及能量集中的特點(diǎn)來減小復(fù)雜度，通過有限長(zhǎng)度的DFT變換濾除了循環(huán)前綴之外的噪聲分量，具體框圖如圖1所示.

圖1 基于DFT變換域插值的信道估計(jì)Fig.1 Channel estimation based on DFT transform－domain interpolation

這種算法具有復(fù)雜度低和可以忽略無線信道當(dāng)前時(shí)刻的頻率特性的優(yōu)點(diǎn)，并在時(shí)變性和頻率選擇性衰落條件下的通信系統(tǒng)中可以正常工作.該算法的缺點(diǎn)是，如果信道延時(shí)不是采樣周期的整數(shù)倍，各子載波間會(huì)產(chǎn)生頻譜混疊，從而增大估計(jì)誤差.由此提出了基于DCT的插值方法.

2 基于DCT插值的信道估計(jì)

在圖像處理中被廣泛應(yīng)用的離散余弦變換（DCT）可以較好地解決上段末所提出的問題［4］.對(duì)于給定的序列x（n），n＝0，1，…，N－1，其離散余弦變換的定義為

由上式看出，N個(gè)DCT變換的系數(shù)Xc（k）可以通過2N點(diǎn)的FFT變換來得到.因此第N點(diǎn)DCT變換即相當(dāng)于將N點(diǎn)的序列通過鏡像擴(kuò)展得到2N點(diǎn)的序列，然后再對(duì)2N點(diǎn)的序列進(jìn)行DFT變換.

1個(gè)N點(diǎn)序列若直接進(jìn)行DFT運(yùn)算，會(huì)導(dǎo)致額外的高頻分量產(chǎn)生，從而引起頻譜混疊效應(yīng).而經(jīng)過鏡像擴(kuò)展的2N點(diǎn)序列在進(jìn)行DFT運(yùn)算時(shí)，由于序列首尾兩端連續(xù)，因而并不會(huì)產(chǎn)生新的高階分量，并且可以很好地抑制頻譜的泄露.而DCT變換可以看作是將N點(diǎn)的序列鏡像擴(kuò)展為2N點(diǎn)之后，再進(jìn)行DFT的變換.因此可以利用DCT變換來代替DFT變換，使信號(hào)的波形更加平滑，抑制信號(hào)高頻分量的產(chǎn)生.

2.1 基于DCT變換域的插值法

根據(jù)以上分析，可以將基于DFT估計(jì)算法中的Np點(diǎn)序列鏡像擴(kuò)展為2Np點(diǎn)序列，這樣，由于DFT變換時(shí)所造成的原始數(shù)據(jù)序列首尾兩端不連續(xù)的現(xiàn)象就可以被消除.接下來將鏡像擴(kuò)展后的序列進(jìn)行基于DFT的信道估計(jì).根據(jù)以上敘述的DFT與DCT之間的關(guān)系，對(duì)鏡像擴(kuò)展后新序列的2Np點(diǎn)進(jìn)行DFT變換等效于對(duì)原始序列的Np點(diǎn)進(jìn)行DCT變換.因此，用DCT變換替換其中的DFT變換，即得到了基于DCT的信道估計(jì)［5］.其框圖如圖2所示.

圖2 基于DCT變換域插值的信道估計(jì)Fig.2 Channel estimation based on DCT transform－domain interpolation

為了更進(jìn)一步提高信道估計(jì)的性能，去除導(dǎo)頻信道響應(yīng)估計(jì)值中的噪聲分量，可以對(duì)步驟（2）進(jìn)行擴(kuò)展，將頻域序列經(jīng)過DCT變換后得到變換域序列，即對(duì)其頻域序列進(jìn)行DCT變換后得到“譜序列”.由DCT變換的性質(zhì)可知，高頻分量上往往集中了大部分噪聲能量，而有用的數(shù)據(jù)能量主要集中在低頻區(qū)域.因此可以設(shè)定一個(gè)“截止頻率”pc，低于pc的認(rèn)為是有用的數(shù)據(jù)信號(hào)，將其留用，而高于pc的認(rèn)為是噪聲部分，將其置為零.pc的選取可以通過能量來確定，即pc是使得［0，pc－1］的范圍內(nèi)能量和不小于總能量95%的最小整數(shù).

在確定了pc值之后，即可以利用截止頻率為pc的低通濾波器對(duì)進(jìn)行濾波處理，得到濾波后的

然后對(duì)進(jìn)行補(bǔ)零，使其擴(kuò)展成N點(diǎn)的序列，再對(duì)其進(jìn)行IDCT變換，最終得到整個(gè)信道的頻率響應(yīng).

2.2 改進(jìn)的基于DCT變換域插值算法

通過以上分析，不論是傳統(tǒng)的DCT插值算法還是基于截止頻率的DCT插值算法都無法將噪聲完全去除.在獲得全部子載波信道頻域響應(yīng)的過程中，其他子載波會(huì)因混入由DCT插值運(yùn)算而帶來額外的噪聲.針對(duì)此問題，本文將DCT插值算法與判決指導(dǎo)思想結(jié)合，從而進(jìn)一步減少噪聲的影響.判決指導(dǎo)基本思想的一般步驟可以用下面幾個(gè)式子表示：

式（11）中0＜γ＜1，其用途是對(duì)起到一個(gè)平滑的作用，用來避免在判決出現(xiàn)較大錯(cuò)誤的情況下得到較不理想的結(jié)果.

把判決指導(dǎo)的思想放在基于DCT插值算法的思想中，得到了改進(jìn)的算法.具體思路如下：

首先利用DCT變換域的信道估計(jì)方法，通過在DCT變換之后加入低通濾波器，設(shè)置合適的截止頻率對(duì)信道頻率響應(yīng)進(jìn)行濾波去噪，利用時(shí)域補(bǔ)零等效于頻域插值的原理，得到整個(gè)信道的頻域響應(yīng).利用信道頻域響應(yīng)對(duì)整個(gè)信道衰落進(jìn)行簡(jiǎn)單的頻域均衡，得到新的數(shù)據(jù)子載波，再結(jié)合判決指導(dǎo)的思想，通過對(duì)新的數(shù)據(jù)子載波和接收端的數(shù)據(jù)的判決，得到新的頻域響應(yīng)，然后再次用DCT插值算法處理新的頻域響應(yīng)，得到最終的信道估計(jì)結(jié)果.

改進(jìn)的算法框圖如圖3所示.

圖3 DCT變換域插值改進(jìn)算法Fig.3 Block diagram of the improved DCT transform－domain interpolation algorithm

3 仿真結(jié)果與分析

為了驗(yàn)證本文改進(jìn)算法的性能，在Matlab R2010a環(huán)境中進(jìn)行了編程仿真，仿真的信道壞境為瑞利多徑衰落信道，信道徑數(shù)為6徑，工作頻率為1GHz，采樣頻率為1MHz，每個(gè)符號(hào)包含128個(gè)子載波，采用QPSK調(diào)制，使用梳狀導(dǎo)頻，導(dǎo)頻間隔為4，循環(huán)前綴為16，多普勒頻移選取5Hz，最大時(shí)延擴(kuò)展τmax＝12μs，且滿足最大時(shí)延擴(kuò)展小于保護(hù)間隔長(zhǎng)度.仿真結(jié)果如圖4、圖5所示，圖4為傳統(tǒng)DFT與DCT變換域插值以及中間加入低通濾波器濾除部分噪聲的DCT變換域插值算法的誤碼率（SER）對(duì)比，圖5則是改進(jìn)后的DCT變換域插值算法與傳統(tǒng)算法以及加入低通濾波器的算法的誤碼率對(duì)比.

圖4 傳統(tǒng)DFT與DCT變換域插值及加入低通濾波器之后的誤碼率對(duì)比Fig.4 Comparison of the BER between traditional DFT，DCT transform－domain interpolation and algorithm of join the low－pass filter

圖5 改進(jìn)的DCT變換域插值與傳統(tǒng)算法及加入低通濾波器后的誤碼率對(duì)比Fig.5 Comparison of the BER between the improved DCT transform－domain interpolation，traditional algorithm and algorithm of join the low－pass filter

從圖4中可以看出，基于DCT變換域插值算法的性能要好于基于DFT插值算法，由于基于DFT的算法出現(xiàn)了頻譜混疊的情況，造成了嚴(yán)重的頻譜泄露，帶來不可避免的誤差，在高信噪比時(shí)出現(xiàn)了“地板效應(yīng)”，使其估計(jì)性能受到了一定的影響.基于DCT變換域插值算法使其能量更為集中，可以較好地改善頻譜的泄露.同時(shí)，加入低通濾波器，設(shè)置合適的截止頻率之后的DCT變換域插值算法比傳統(tǒng)的DCT插值性能要好，因?yàn)榧尤氲屯V波器后，濾除了部分高頻處的噪聲分量，使得高頻處的估計(jì)性能提高了2～3dB.

圖5是改進(jìn)之后的算法仿真，可以看出，改進(jìn)后的算法相比傳統(tǒng)算法，有更好的估計(jì)性能.利用前面的DCT插值算法，得到全部子載波的信道估計(jì)值，并且首先對(duì)噪聲進(jìn)行了一次處理；接著結(jié)合判決指導(dǎo)的算法，對(duì)噪聲分量進(jìn)行2次濾波，由于前一次的DCT插值算法已經(jīng)去除了一部分噪聲，這樣就可以防止子載波信道值中累計(jì)過多錯(cuò)誤，在一定程度上避免了判決錯(cuò)誤的擴(kuò)散.如圖5可以看出，低頻處與高頻處的估計(jì)性能都得到了較好的改善，而高頻處的改進(jìn)更加明顯，比濾波后的算法又有2～3dB的提高.因此，相比于前3種插值算法，改進(jìn)后的算法能夠提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確性，有效地減少了噪聲分量，同時(shí)降低了系統(tǒng)誤碼率，仿真過程很好地驗(yàn)證了改進(jìn)算法的有效性.

4 結(jié) 論

通過對(duì)OFDM系統(tǒng)中基于DCT變換域插值的信道估計(jì)的深入分析，提出了DCT變換域插值與判決指導(dǎo)相結(jié)合的信道估計(jì)算法，并與判決指導(dǎo)的基本思想相結(jié)合，提出了利用DCT變換域插值算法對(duì)信道中多余噪聲進(jìn)行二次處理的估計(jì)方法.通過Matlab仿真表明，該方法進(jìn)一步去除了多余的噪聲，得到估計(jì)更加準(zhǔn)確的信道頻率響應(yīng)，提高了整體的估計(jì)性能，驗(yàn)證了改進(jìn)算法的有效性.

［1］LI Re.Pilot－symbol－aided channel estimation for OFDM in wireless systems［J］.IEEE Trans Veh Technol，2000，49（4）：1207－1215.

［2］EDFORS O，SANDELL M，VAN D B.Analysis of DFT－based channel estimatiors for OFDM［J］.Wireless Personal Communications，2000，12（1）：55－70.

［3］COLERI S，ERGEN，ANUJ M P，et al.Channel estimation techniques based on Pilot arrangement in OFDM systems［J］.IEEE Transactions on Broad Easting，2002，48（03）：223－229.

［4］YEH Y H，CHEN S G.DCT－based channel estimation for OFDM systems［C］.IEEE International Conference on Communications，Paris，2004：2442－2446.

［5］KOBAYASHI H，MORI K.Proposal of OFDM channel estimation method using discrete cosine transform［C］.IEEE 15th Intemational Symposium on Personal，Indoor and Mobile Radio Communications，Madrid，2004：1797－1801.

［6］邸敬，蔣占軍.OFDM 系統(tǒng)中 DCT－IDCT插值信道估計(jì)算法［J］.自動(dòng)化與儀器儀表，2011（2）：108－109，111.

DI Jing，JIANG Zhanjun.Channel estimation based on DCT－IDCT interpolation algorithm for OFDM Systems［J］.Automation ＆Instrumentation，2011（2）：108－109，111.

［7］HOSEINZADE M，MOHAMEDPOUR K，ANDARGOLI H S M，et al.New decision feedback channel estimation for OFDM systems［Z］.Conference of Wireless Telecommunications Symposium，Prague，2009：1－6.

［8］HOSEINZADE M，MOHAMED－POUR K，ANDARGOLI H S M，et al.Decision feedback channel estimation for Alamouti coded OFDM－MIMO systems［Z］.Conference of Wireless Telecommunications Symposium，Tampa，2010：1－8.