高頻脈沖弱磁場(chǎng)檢測(cè)技術(shù)的研究

陳怡美 劉志朋 殷 濤

（中國(guó)醫(yī)學(xué)科學(xué)院 北 京協(xié)和醫(yī)學(xué)院 生 物醫(yī)學(xué)工程研究所，天津 3 00192）

引言

隨著檢測(cè)技術(shù)的進(jìn)步，磁場(chǎng)測(cè)量有了很大發(fā)展，其應(yīng)用已深入到工業(yè)、農(nóng)業(yè)、國(guó)防科技以及生物醫(yī)學(xué)各個(gè)領(lǐng)域［1－3］。在生物醫(yī)學(xué)領(lǐng)域，尤其是重復(fù)經(jīng)顱磁刺激（transcranial magnetic stimulation，TMS）的應(yīng)用中，常涉及的磁場(chǎng)為高頻瞬態(tài)弱磁場(chǎng)（即頻率為0.1～1.0 MHz的時(shí)變磁場(chǎng)）。近年來(lái)，TMS在腦神經(jīng)與腦功能研究方向有廣泛應(yīng)用，其所采用的脈沖磁場(chǎng)為微秒級(jí)脈沖弱磁場(chǎng)，準(zhǔn)確測(cè)量磁場(chǎng)強(qiáng)度在TMS應(yīng)用的安全性方面有著重要意義。

脈沖磁場(chǎng)有多種測(cè)量方法，目前廣泛應(yīng)用的磁光效應(yīng)法適用于強(qiáng)脈沖磁場(chǎng)的測(cè)量，其測(cè)量精度無(wú)法滿足弱瞬態(tài)磁場(chǎng)的測(cè)量［3－5］，而基于法拉第電磁感應(yīng)定律的電磁感應(yīng)法測(cè)量范圍寬，靈敏度高，頻響不受限，方法簡(jiǎn)便易實(shí)現(xiàn)。目前大多針對(duì)脈沖磁場(chǎng)檢測(cè)技術(shù)研究集中在用于原子結(jié)構(gòu)探討的脈沖強(qiáng)磁場(chǎng)［5］與變電站內(nèi)存在的納秒級(jí)脈沖弱，磁場(chǎng)［8］等領(lǐng)域，尚未有涉及醫(yī)療領(lǐng)域的脈沖磁場(chǎng)測(cè)量方法，因此本文基于法拉第電磁感應(yīng)原理，針對(duì)經(jīng)顱磁刺激等醫(yī)療儀器中產(chǎn)生的MHz脈沖弱磁場(chǎng)，研究了0.1～1.0 MHz脈沖磁場(chǎng)，測(cè)量及標(biāo)定的方法和技術(shù)。

1 方法與設(shè)計(jì)

1.1 測(cè)量原理

根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，把匝數(shù)為N，截面積為S的探測(cè)線圈放在磁感應(yīng)強(qiáng)度為B的目標(biāo)磁場(chǎng)中，保持線圈中心軸線與待測(cè)磁場(chǎng)磁力線方向平行，當(dāng)通過(guò)探測(cè)線圈的磁通量Ψ發(fā)生變化，線圈中就會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)［6－8］，如圖 1所示。采集探測(cè)線圈的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)信號(hào)ξ或其積分信號(hào)Ψ，進(jìn)行處理和分析就能得出待測(cè)磁場(chǎng)的磁感應(yīng)強(qiáng)度B?；跍y(cè)量原理，探測(cè)線圈應(yīng)盡量滿足以下要求［8，10］：（1）線圈截面積盡可能小，以使線圈所覆蓋范圍內(nèi)的磁場(chǎng)能近似均勻，測(cè)量結(jié)果近似反映線圈所處位置的軸向點(diǎn)磁場(chǎng)值；（2）探測(cè)線圈對(duì)測(cè)量點(diǎn)磁場(chǎng)產(chǎn)生影響應(yīng)盡可能??；（3）探測(cè)線圈平面應(yīng)垂直于磁場(chǎng)方向。

圖1 法拉第電磁感應(yīng)原理Fig.1 Principle of Faraday's law of induction

1.2 脈沖磁場(chǎng)檢測(cè)

基于以上原理，研究了脈沖磁場(chǎng)檢測(cè)方法和技術(shù)，其原理如圖2所示。該技術(shù)包括脈沖磁場(chǎng)的發(fā)生、檢測(cè)及標(biāo)定。

脈沖磁場(chǎng)的發(fā)生部分以AFG3252型函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生MHz級(jí)別的單周期正弦電壓為激勵(lì)信號(hào)，經(jīng)HSA4101功率放大器放大后施加于原發(fā)線圈進(jìn)而激發(fā)出脈沖磁場(chǎng)［10－11］。將匝數(shù)為N，截面積為 S的探測(cè)線圈置于此待測(cè)磁場(chǎng)中，使探測(cè)線圈平面垂直于磁場(chǎng)方向，則線圈中將會(huì)探測(cè)到相應(yīng)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。用示波器采集探測(cè)線圈中的電壓信號(hào)，在Matlab 2010b仿真平臺(tái)上經(jīng)過(guò)一系列信號(hào)處理，得出磁場(chǎng)測(cè)量值。

圖2 脈沖磁場(chǎng)發(fā)生與檢測(cè)過(guò)程示意Fig.2 Diagram of pulsed magnetic field generating and detecting

磁場(chǎng)標(biāo)定裝置主要部件（見(jiàn)圖3）采用非鐵磁性材料有機(jī)玻璃加工制成，主要由兩個(gè)大小各異的工字形線軸和一根與大線軸同心的帶刻度游標(biāo)軸組成。大線軸為原發(fā)線軸，用于繞制產(chǎn)生脈沖磁場(chǎng)的線圈，直徑D=15.00 cm；小線軸為探測(cè)線軸，用于繞制檢測(cè)脈沖磁場(chǎng)的線圈，D=1.28 cm，探測(cè)線軸通過(guò)一對(duì)頂絲套接固定在游標(biāo)軸上，可以自由上下滑動(dòng)，以改變與原發(fā)線圈的相對(duì)高度；游標(biāo)軸直徑D=1.00 cm，軸上最小刻度為5.0 mm。該裝置嚴(yán)格依據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，保證了測(cè)量點(diǎn)位于目標(biāo)磁場(chǎng)的中心，從而保證了磁場(chǎng)測(cè)量值標(biāo)定的可行性、可靠性和準(zhǔn)確性，磁場(chǎng)標(biāo)定方法將在后文中詳細(xì)闡述。

圖3 脈沖磁場(chǎng)測(cè)量裝置主要部件Fig.3 Main component of the Pulsed Magnetic Field Measurement device

1.3 脈沖磁場(chǎng)檢測(cè)數(shù)據(jù)處理

1.3.1 數(shù)據(jù)處理方法

將探測(cè)線圈產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)信號(hào)接入示波器通道（CH1），經(jīng)過(guò)示波器采樣（采樣率為1 G/S）和A/D，D/A轉(zhuǎn)換后，在PC端MATLAB仿真平臺(tái)上進(jìn)行信號(hào)處理分析，數(shù)據(jù)處理流程如圖4所示。

圖4 數(shù)據(jù)處理流程Fig.4 Data processing Diagram

處理過(guò)程由兩個(gè)部分組成，一是數(shù)據(jù)預(yù)處理，包括濾波和數(shù)據(jù)截短；二是對(duì)預(yù)處理數(shù)據(jù)進(jìn)行積分并結(jié)合線圈參數(shù)求解磁感應(yīng)強(qiáng)度B，數(shù)據(jù)頻譜與濾波分析如圖5所示。

1）數(shù)據(jù)預(yù)處理

首先對(duì)采集到的數(shù)據(jù) Vd進(jìn)行頻譜分析，得到Vd的幅頻響應(yīng)，確定目標(biāo)磁場(chǎng)信號(hào)的頻帶分布［15－16］，依此設(shè)計(jì)相應(yīng)的數(shù)字濾波器對(duì)其進(jìn)行濾波，去除高頻噪聲。

圖5（a）為原始信號(hào)Vd，Vd中心頻率為1.0 MHz，如圖5（b）所示，采用巴特沃斯IIR濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)行低通濾波［9］，截止頻率fc設(shè)置為2.2 MHz。濾波結(jié)果如（c）所示，再次對(duì)Vf進(jìn)行幅頻分析，結(jié)果如（d）所示，濾波后信號(hào)的幅頻分析中2.2 MHz以上的干擾被完全濾除，中心頻率對(duì)應(yīng)幅值從10.32 mV降至10.22 mV，即濾波后信號(hào)強(qiáng)度被削弱了約0.8％。

采集數(shù)據(jù)是探測(cè)線圈中感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的全時(shí)間段全波形記錄，其中除了目標(biāo)信號(hào)之外也記錄了外界干擾引入的噪聲，濾波之后高頻噪聲被消除，但低頻噪聲干擾如基線漂移仍然存在。如圖6（a）所示，采集信號(hào)基線不為零，這將在每一個(gè)積分步長(zhǎng)中引入一個(gè)基線誤差，且該誤差隨著積分長(zhǎng)度而累積增大。因此，對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行時(shí)間窗截取，取得最小有效積分長(zhǎng)度，使基線誤差最小化。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)令τ～（1±10％）×T，其中T=1/f，τ是時(shí)間窗寬，f是激勵(lì)脈沖頻率。圖6（a）為數(shù)據(jù)時(shí)間窗設(shè)置，將數(shù)據(jù)波形描繪出來(lái)，再根據(jù)實(shí)際情況設(shè)置窗起始點(diǎn)和結(jié)束點(diǎn)，截短結(jié)果如（b）所示。預(yù)處理后得到截短數(shù)據(jù)Vc。根據(jù)電磁感應(yīng)定律，將 Vc對(duì)時(shí)間t進(jìn)行積分，可計(jì)算得到通過(guò)探測(cè)線圈的磁通量Ψ。

2）磁感應(yīng)強(qiáng)度B計(jì)算

圖5 數(shù)據(jù)頻譜與濾波分析。（a）原始信號(hào)Vd；（b）Vd頻譜分析，（上為完整頻段曲線圖，下為1～16 MHz頻段曲線圖）；（c）濾波信號(hào)Vf與原始信號(hào)Vd；（d）Vf頻譜分析（上為完整頻段曲線圖，下為1～16 MHz頻段曲線圖）Fig.5 Data spectrum and filtering analysis.（a）Original signal Vd；（b）Spectrum analysis of Vd（The above is the whole frequency range，the below shows range of 1～16 MHz）；（c）Filtered signal Vfand Vd；（d）Spectrum analysis of Vf（The above is the whole frequency range，the below shows range of 1～16 MHz）

圖6 數(shù)據(jù)截短處理。（a）數(shù)據(jù)時(shí)間窗設(shè)置；（b）截?cái)嗪蟮臄?shù)據(jù)波形Fig.6 Data truncation processing.（a）Data truncation setting up；（b）Waveform of truncated signal

常用的積分方法有模擬積分和數(shù)字積分［12－14］。由于模擬積分電路所用的運(yùn)放、電容、電阻等均為非理想器件，積分結(jié)果會(huì)受到多種因素影響［13－14］。而數(shù)字積分性能穩(wěn)定，其關(guān)鍵部分在于積分算法，結(jié)果的一致性較好。

積分算法的選擇遵循以下原則：低采樣頻率和簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)。常用的數(shù)字積分算法［9］有復(fù)化的矩形公式、梯形公式和辛普森公式，等。它們的z傳遞函數(shù) Hr，Ht，Hs分別為

3種傳遞函數(shù)的幅頻及相頻分析如圖7（a）所示，橫坐標(biāo)為歸一化頻率，fs為采樣頻率，Rec、Trap、Simp等3條曲線分別代表復(fù)化矩形、梯形、辛普森積分器。由圖7（a）知，當(dāng)實(shí)際頻率為0～0.01倍fs時(shí)，3種積分算法的幅頻響應(yīng)差異并不大；但僅梯形算法和辛普森算法的相頻響應(yīng)有較好的線性一致性，矩形積分法積分結(jié)果隨實(shí)際頻率增高而線性衰減。以文中激勵(lì)參數(shù)為例，Vpp=50.0 V，f=1 MHz，采樣頻率為fs=500 MHz，f/fs=0.002＜0.01。分別用3種算法對(duì)采集信號(hào)進(jìn)行積分，其結(jié)果如圖7（b）所示，3條曲線相互重疊，積分結(jié)果基本保持一致，與理論分析結(jié)果相符。綜合考慮算法復(fù)雜度和線性相位等因素，采用梯形積分算法，梯形積分公式所產(chǎn)生的誤差ES具有階數(shù)O（h2），h為積分步長(zhǎng)，取h=1×10－9s，即梯形積分公式產(chǎn)生的誤差為 1×10－18量級(jí)。

圖7 3種積分算法仿真分析。（a）3種傳遞函數(shù)的幅頻及相頻分析；（b）3種不同積分方式的結(jié)果Fig.7 Three integrating algorithms simulation；（a）Frequency Amplitude Domain Analysis and Phase Amplitude Domain Analysis；（b）Integration results of three integrating methods

圖8 磁感應(yīng)強(qiáng)度測(cè)量值計(jì)算。（a）磁通量Φ（積分后）；（b）磁感應(yīng)強(qiáng)度BFig.8 Calculation of magnetic field.（a）Magnetic Flux Φ（After integration）；（b）Magnetic field B

1.3.2 脈沖磁場(chǎng)真實(shí)值估計(jì)

由于市售常見(jiàn)的磁場(chǎng)探頭頻響特性無(wú)法滿足MHz高頻脈沖磁場(chǎng)的測(cè)量要求，因此本文設(shè)計(jì)了磁場(chǎng)真實(shí)值的估計(jì)與標(biāo)定方法。根據(jù)IEEE標(biāo)準(zhǔn)［10］，磁場(chǎng)探頭在時(shí)域有兩種標(biāo)定方法：（1）將已標(biāo)定磁場(chǎng)探頭測(cè)量的場(chǎng)強(qiáng)值與待標(biāo)定磁場(chǎng)探頭測(cè)量值比對(duì)；（2）將待標(biāo)定磁場(chǎng)探頭在能準(zhǔn)確計(jì)算的參考場(chǎng)中測(cè)量，測(cè)量值與計(jì)算值比對(duì)。文中自制磁場(chǎng)檢測(cè)裝置（如圖3）用于產(chǎn)生可準(zhǔn)確計(jì)算的參考場(chǎng)，使用第2種標(biāo)定方法，即以參考場(chǎng)的計(jì)算值作為該磁感應(yīng)強(qiáng)度真實(shí)值的最好估計(jì)，并以此標(biāo)定測(cè)量值。

由比奧薩法爾定律可知，載流導(dǎo)線產(chǎn)生磁場(chǎng)的規(guī)律可由式（4）描述

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

采用函數(shù)發(fā)生器AFG3252發(fā)生1 MHz正弦脈沖信號(hào)，輸出信號(hào)幅值為0～±5 V，信號(hào)經(jīng)雙極性放大器HSA4101進(jìn)行功率放大，輸出電流接入自制磁場(chǎng)檢測(cè)系統(tǒng)磁場(chǎng)激勵(lì)線圈，檢測(cè)線圈上的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)信號(hào)用雙通道數(shù)字示波器TDS2012進(jìn)行全波記錄。

2.1 重復(fù)測(cè)量實(shí)驗(yàn)

令激勵(lì)電壓Vspp=50.0 V，f=1.0 MHz，線圈阻抗與限流電阻阻值之和R=62.1 Ω，激勵(lì)線圈匝數(shù)Ns=5，直徑 Ds=15.00 cm，探測(cè)線圈匝數(shù) Nd=9，直徑Dd=1.28 cm，檢測(cè)線圈高度Z=0 cm。對(duì)此位置磁感應(yīng)強(qiáng)度進(jìn)行測(cè)量，重復(fù)十次，結(jié)果如圖9所示。

2.2 不同電壓激勵(lì)下磁感應(yīng)強(qiáng)度測(cè)量

改變激勵(lì)電壓Vspp，令f=1.0 MHz，激勵(lì)線圈匝數(shù)Ns=5，直徑 Ds=15.00 cm，檢測(cè)測(cè)線圈 Nd=9，直徑Dd=1.28 cm，探測(cè)線圈高度Z=0 cm。通過(guò)雙通道示波器同時(shí)記錄探測(cè)線圈感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)ξ與限流，Idc是通過(guò)示波器直接測(cè)量得到的線圈電流值。Bsc較之 Bdc偏小，結(jié)合公式可知仿真電流Isc比實(shí)際電流Idc偏小，考慮到電路電氣特性會(huì)受實(shí)際環(huán)境影響而變化，因此以Bdc作為真實(shí)磁感應(yīng)強(qiáng)度B的估計(jì)，對(duì)測(cè)量結(jié)果進(jìn)行誤差分析，相對(duì)誤差電阻R（61.9 Ω）上電壓值 VR隨激勵(lì)變化情況，數(shù)據(jù)記錄如表1。激勵(lì)電壓 Vspp分別為1.0～5.0 V、5.0～10.0 V及10.0～50.0 V時(shí)的VR測(cè)量值，通過(guò)VR可計(jì)算線圈電流 Idc，進(jìn)而得到相應(yīng)的Bdc作為標(biāo)準(zhǔn)值對(duì)探測(cè)線圈磁場(chǎng)測(cè)量值Bd進(jìn)行標(biāo)定，得到對(duì)比曲線圖如圖10所示。由圖可見(jiàn)，Vspp＜10.0 V時(shí)，磁場(chǎng)值與標(biāo)定值很小，無(wú)法直觀判斷（如圖10（b）），但從相對(duì)誤差曲線圖（圖10（a））中可以看出相對(duì)誤差非常大并且出現(xiàn)不穩(wěn)定跳變，這是因?yàn)楫?dāng)激勵(lì)過(guò)小，則線圈電流過(guò)小，產(chǎn)生的磁場(chǎng)信號(hào)很微弱，幾乎被噪聲淹沒(méi)；當(dāng) Vspp＞10.0 V，測(cè)量值與標(biāo)定值的相對(duì)誤差依然在2.5％左右，保持較好的測(cè)量穩(wěn)定性和一致性。因此可知此滿足系統(tǒng)靈敏度要求的最小激勵(lì)約為Vmin＞10.0 V。知在0.1～1.0 MHz頻率范圍內(nèi)系統(tǒng)依然保持較好的一致性和穩(wěn)定性，相對(duì)誤差也基本保持穩(wěn)定，系統(tǒng)具有較好的頻響特性。

圖9 磁感應(yīng)強(qiáng)度測(cè)量結(jié)果。（a）磁感應(yīng)強(qiáng)度測(cè)量值曲線（重復(fù)十次）；（b）相對(duì)誤差曲線圖Fig.9 Measurement result of magnetic field strength.（a）Magnetic field curve（10 times repetitive measurement）；（b）Relative error curves

圖10 不同激勵(lì)電壓下磁場(chǎng)測(cè)量曲線。（a）不同激勵(lì)電壓下磁場(chǎng)測(cè)量值與標(biāo)定值的相對(duì)誤差曲線；（b）不同激勵(lì)電壓下磁場(chǎng)測(cè)量值曲線與標(biāo)定值曲線圖Fig.10 Measured magnetic field curves with different driving voltages.（a）Relative error curve with different driving voltages；（b）Measured magnetic field curve and calibrated magnetic field curve with different driving voltages

表1 不同電壓激勵(lì)下限流電阻電壓值Tab.1 Voltages on the current limit resistance with different driving voltages

2.3 不同頻率激勵(lì)下磁感應(yīng)強(qiáng)度測(cè)量

改變激勵(lì)頻率，令Vspp=50.0 V，激勵(lì)線圈匝數(shù)Ns=5，直徑 Ds=15.00 cm，探測(cè)線圈匝數(shù) Nd=9，直徑Dd=1.28 cm，檢測(cè)線圈高度 Z=0 cm。分別在0.5、1.0、1.5 MHz等3個(gè)頻率點(diǎn)進(jìn)行5次重復(fù)測(cè)量實(shí)驗(yàn)，將測(cè)量值Bd取平均值后與標(biāo)定值 Bdc相比較得出相對(duì)誤差η，計(jì)算結(jié)果如表2所示。從表中可

表2 不同頻率激勵(lì)下磁感應(yīng)強(qiáng)度測(cè)量結(jié)果Tab.2 Measurement of magnetic field with different driving frequencies

3 討論

高頻弱磁場(chǎng)的檢測(cè)在生物醫(yī)學(xué)領(lǐng)域占有非常重要的地位，霍爾元件的頻率響應(yīng)無(wú)法滿足測(cè)量要求，因此采用電磁感應(yīng)法進(jìn)行磁場(chǎng)測(cè)量和標(biāo)定。

筆者研究了微秒級(jí)脈沖弱磁場(chǎng)檢測(cè)與標(biāo)定方法，由于信號(hào)微弱，對(duì)測(cè)量準(zhǔn)確性要求較高，因此通過(guò)自主設(shè)計(jì)一套磁場(chǎng)標(biāo)定裝置，以準(zhǔn)確控制檢測(cè)線圈與激勵(lì)線圈間的相對(duì)位置與相對(duì)高度等實(shí)驗(yàn)環(huán)境，最終實(shí)現(xiàn)了微秒級(jí)脈沖弱磁場(chǎng)的測(cè)量與標(biāo)定。實(shí)驗(yàn)表明，測(cè)量結(jié)果基本與真值估計(jì)值保持良好一致。

該方法尚有以下幾個(gè)需要改進(jìn)的方面：首先，被測(cè)信號(hào)是窄頻帶信號(hào)，而示波器采集到的是全頻段的寬頻信號(hào)，當(dāng)采用通用數(shù)字濾波器進(jìn)行濾波時(shí)，濾波器會(huì)對(duì)被測(cè)信號(hào)進(jìn)行平滑處理，最終使得信號(hào)幅值產(chǎn)生衰減，從文中分析可知最終測(cè)量誤差與濾波前后信號(hào)衰減百分比基本相等，因此設(shè)計(jì)更加理想的高頻響窄帶濾波器應(yīng)做為進(jìn)一步研究的重點(diǎn)；其次，本文中測(cè)量頻率范圍受到實(shí)驗(yàn)設(shè)備限制，可測(cè)量2 MHz以內(nèi)的微秒級(jí)脈沖弱磁場(chǎng)。實(shí)驗(yàn)中所使用的HSA4101功率放大器最大輸出電流峰峰值Ipp為2.0 A，最大輸出電壓峰峰值Vpp為142.0 V，檢測(cè)系統(tǒng)等效阻抗R為60.0 Ω，因此當(dāng)激勵(lì)電壓在超過(guò)120.0 V時(shí)，放大器電流過(guò)載不能正常工作。在本研究中Vspp為50.0 V時(shí)磁感應(yīng)強(qiáng)度計(jì)算值約為1×10－5量級(jí)，容易受到干擾而影響檢測(cè)結(jié)果。同時(shí)，功率放大器的頻響特性也大大限制了系統(tǒng)工作頻率范圍，如圖11所示。

圖11 f=2 MHz時(shí)信號(hào)波形畸變分析。（a）1 MHz與2 MHz信號(hào)放大后的波形比較；（b）2.4 MHz連續(xù)正選與脈沖正弦的頻譜分析Fig.11 Signal waveform distortion when f=2.0 MHz.（a）Waveform distortion（f=2.0 MHz）；（b）Continuous and pulsed sine signal spectrum analysis（f=2.4 MHz）

如圖11（a）所示，CH1信號(hào)為激勵(lì)信號(hào)頻率（f=2 MHz）經(jīng)功率放大器放大后的直接輸出信號(hào)，CH2信號(hào)為激勵(lì)信號(hào)經(jīng)放大后加載到激勵(lì)線圈上，在限流電阻上產(chǎn)生的電壓信號(hào)，CH1與CH2都產(chǎn)生了信號(hào)波形畸變。圖（b）中的頻譜分析顯示，連續(xù)正弦信號(hào)只有一個(gè)頻率成分，而單脈沖正弦信號(hào)是由多個(gè)高次諧波疊加而成，頻率成分大約分布在0～12.5 MHz范圍內(nèi)，而采用的雙極性放大器HSA4101工作頻率范圍為DC-10 MHz，頻率大于10 MHz信號(hào)無(wú)法通過(guò)，因此最終從功放輸出的信號(hào)出現(xiàn)了頻段缺失，產(chǎn)生波形畸變，因此受儀器頻響特性限制，僅對(duì)頻率小于2 MHz的信號(hào)進(jìn)行研究。

綜上所述，本研究建立了一種適用于高頻脈沖弱磁場(chǎng)的磁感應(yīng)強(qiáng)度測(cè)量方法，實(shí)驗(yàn)證明這種方法能對(duì)磁感應(yīng)強(qiáng)度進(jìn)行較準(zhǔn)確的測(cè)量和標(biāo)定。下一步工作可以對(duì)測(cè)量方法和測(cè)量系統(tǒng)進(jìn)行更精密的誤差分析和頻響分析，完成系統(tǒng)的集成化以及數(shù)字化，通過(guò)計(jì)量部門的檢驗(yàn)，投入實(shí)際應(yīng)用。

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