枝節(jié)加載的高性能雙模雙頻段濾波器

王 斌，官雪輝，王曉燕，袁 野，劉海文

（華東交通大學(xué)信息工程學(xué)院，江西南昌330013）

通信產(chǎn)業(yè)的蓬勃發(fā)展促使了雙頻段無線通信系統(tǒng)的產(chǎn)生，作為雙頻段無線通信系統(tǒng)的重要組成部件，雙頻段濾波器的研究備受關(guān)注。目前，雙頻段無線通信系統(tǒng)對(duì)雙頻段濾波器的要求愈來愈高，實(shí)現(xiàn)雙頻段濾波器的帶寬和中心頻率易控且保持良好的阻帶特性一直是人們追求的目標(biāo)。為此，國內(nèi)外廣大學(xué)者進(jìn)行了大量研究。通過級(jí)聯(lián)開路枝節(jié)和短路枝節(jié)的方法實(shí)現(xiàn)的雙頻帶通濾波器［1-3］雖然實(shí)現(xiàn)了濾波器帶寬的獨(dú)立控制，然而由于寄生通帶的存在導(dǎo)致阻帶特性不是很好。采用階躍阻抗諧振器（SIR）設(shè)計(jì)的雙頻帶通濾波器［4-6］雖然可以通過調(diào)節(jié)SIR的參數(shù)控制中心頻率的特性，然而每個(gè)通帶的帶寬卻是難以控制的。近年來，枝節(jié)加載的開環(huán)諧振器已經(jīng)被成功用于設(shè)計(jì)帶寬和中心頻率易控的雙頻帶濾波器［7-9］，然而其阻帶特性方面仍有待改進(jìn)。因此，如何在保持濾波器帶寬和中心頻率可控的前提下設(shè)計(jì)寬阻帶的高性能雙頻段阻帶特性仍然是有待解決的問題。

1 枝節(jié)加載的雙模開環(huán)諧振器和雙模帶通濾波器分析

如圖1（a）所示，本文所提出的枝節(jié)加載的雙模開環(huán)諧振器是由一個(gè)半波長傳輸線諧振器和一個(gè)T形開路枝節(jié)組成。Y1和L1分別代表半波長傳輸線諧振器的特性導(dǎo)納和物理長度；Y2，L2和Y3，L3分別代表T形開路枝節(jié)中間部分和兩端岔開部分的特性導(dǎo)納和物理長度。開路枝節(jié)加載在半波長傳輸線諧振器的中心位置，由于整個(gè)諧振器是關(guān)于對(duì)稱軸對(duì)稱的，因此可以用奇偶模理論來分析它。

式中：θ1=βL1為半波長傳輸線諧振器一半部分的電長度；β為相常數(shù)；j 為虛數(shù)。由諧振條件Yin，odd=0 可得奇模諧振頻率（fodd）的計(jì)算公式為

其中：n=1，2，3，…；c=3×108m·s-1，為真空中的光速；εeff為微帶線的有效介電常數(shù)。由公式（2）可知，奇模諧振頻率只由半波長諧振器的物理長度（L1）決定，而與開路枝節(jié)無關(guān)，且通過調(diào)節(jié)L1可以很輕易的調(diào)整奇模諧振頻率的位置。

圖1 枝節(jié)加載雙模開環(huán)諧振器的結(jié)構(gòu)圖和奇偶模等效電路Fig.1 Configuration and equivalent circuits of the proposed stub-loaded dual-mode open-loop resonator

式中：θ2=βL2和θ3=βL3分別是加載的開路枝節(jié)的中間部分和岔開的兩端部分的電長度。由諧振條件Yin，even=0 可得

對(duì)于Y2=2Y1=2Y3的特殊情況，等式（4）可轉(zhuǎn)化為

由等式（5）又可以得到

因此在Y2=2Y1=2Y3的情況下，偶模諧振頻率（feven）可由下式計(jì)算得到

其中：n=1，2，3，...。由上式可知偶模諧振頻率受半波長傳輸線諧振器和開路枝節(jié)的共同影響，且通過調(diào)整L1，L2和L3可以很容易的調(diào)整偶模諧振頻率的大小。

圖2 弱耦合情況下的枝節(jié)加載雙模諧振器在L3取不同值時(shí)的仿真結(jié)果Fig.2 Simulated results of the proposed stub-loaded dual-mode resonator under weak coupling against L3

圖2給出了弱耦合情況下的枝節(jié)加載的雙模諧振器在開路枝節(jié)L3取不同值時(shí)的仿真結(jié)果，圖中的S21是濾波器的插入損耗。由圖2可知，當(dāng)開路枝節(jié)長度L3由4.0 mm 增加到4.3 mm 時(shí)，偶模諧振頻率將高于奇模諧振頻率，且偶模諧振頻率和傳輸零點(diǎn)隨著L3的增大顯著降低，此時(shí)奇偶模之間的距離拉近；當(dāng)L3由6.5 mm 增加到6.8 mm 時(shí)，偶模諧振頻率將低于奇模諧振頻率，偶模諧振頻率和傳輸零點(diǎn)隨著L3的增大顯著降低，此時(shí)奇偶模之間的距離被拉遠(yuǎn)。因此，當(dāng)半波長諧振器長度（L1）保持不變時(shí)，調(diào)節(jié)開路枝節(jié)的長度（L3）只對(duì)有影響，并且偶模諧振頻率會(huì)隨著L3的增大而減小。且由于奇偶模信號(hào)的相互抵消作用，在偶模諧振頻率附近產(chǎn)生一個(gè)傳輸零點(diǎn)，這個(gè)傳輸零點(diǎn)的位置會(huì)隨著奇偶模位置的變化而變化。因此，通過調(diào)整枝節(jié)加載諧振器的尺寸參數(shù)可以控制傳輸零點(diǎn)的位置。

綜上所述，通過控制調(diào)節(jié)加載開路枝節(jié)的尺寸參數(shù)可以很輕松地控制雙模諧振器的奇偶模之間的距離和傳輸零點(diǎn)的位置，進(jìn)而達(dá)到控制雙模濾波器帶寬和通帶選擇性的目的。因此，采用此種諧振器設(shè)計(jì)的雙模帶通濾波器的帶寬、中心頻率和頻帶選擇性是比較容易控制的。

2 雙模雙頻段濾波器設(shè)計(jì)和特性分析

圖3給出了所設(shè)計(jì)的雙模雙頻段濾波器的結(jié)構(gòu)圖。圖3中W1和W4分別代表兩個(gè)枝節(jié)加載諧振器半波長諧振器的寬度；W2，W3和W5，W6分別代表枝節(jié)加載諧振器中心加載枝節(jié)的寬度；Ln(n=1，2，…，6)代表諧振器各部分的物理長度；L7,L8和W7代表饋線的長度和寬度；S1,S2和S3分別代表饋線和兩個(gè)諧振器之間的間距。兩個(gè)擁有不同諧振頻率的加載箭頭形開路枝節(jié)的雙模開環(huán)諧振器通過適當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)組合在一起，它們共用相同的輸入輸出饋線，并在各自的諧振頻率諧振形成了兩個(gè)獨(dú)立的單頻段雙模帶通濾波器。本文所設(shè)計(jì)的雙頻段帶通濾波器即是由這兩個(gè)單頻段雙模帶通濾波器并聯(lián)而成，因此通過改變各個(gè)單頻段雙模帶通濾波器的特性可以獨(dú)立控制雙頻帶濾波器各個(gè)通帶的特性。

圖3 雙模雙頻段濾波器的結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Structure of the proposed dual-mode dual-band BPF

圖4 雙頻帶通濾波器取不同L4 和L6 時(shí)的頻率響應(yīng)Fig.4 Simulated responses of the proposed dual-band BPF against L4 and L6

圖5 雙模濾波器隨L8 變化的頻率響應(yīng)Fig.5 Simulated responses of the dual-mode BPF against L8

圖4給出了雙頻帶通濾波器取不同L4和L6時(shí)的頻率響應(yīng)情況，圖4中的S11代表濾波器的回波損耗。當(dāng)L4和L6同時(shí)增大時(shí)，濾波器第二個(gè)通帶中心頻率以及傳輸零點(diǎn)fz3第二個(gè)傳輸零點(diǎn)（fz2）和第三個(gè)傳輸零點(diǎn)（fz3）同時(shí)向低頻處偏移，而濾波器第一個(gè)通帶的傳輸特性以及寄生通帶和第二個(gè)傳輸零點(diǎn)（fz1）的位置和特性基本保持不變。因此，雙頻帶濾波器兩個(gè)通帶的帶寬和中心頻率是獨(dú)立可控的。在第一個(gè)通帶特性保持不變的前提下，傳輸零點(diǎn)fz3的位置會(huì)隨著第二個(gè)通帶的位置同時(shí)高頻處偏移。因此，在第一條通帶路徑信號(hào)保持不變的前提下，傳輸零點(diǎn)fz3的位置會(huì)隨著第二條通帶路徑信號(hào)的變化而同步變化。由此可知，傳輸零點(diǎn)fz3是由濾波器兩個(gè)主要通帶路徑信號(hào)的相互作用產(chǎn)生的。

為了改善濾波器的阻帶特性，抑制較大諧振器的寄生通帶對(duì)阻帶特性的影響，我們引進(jìn)了過耦合饋電，并研究了耦合饋線長度與諧波特性的關(guān)系。圖5給出了工作于第一個(gè)頻段的雙模濾波器取不同L8時(shí)的頻率響應(yīng)情況。由圖可知，當(dāng)L8由10.5 mm增加到12 mm時(shí)，寄生諧振峰由-0.01 dB降到-20.06 dB，而基頻諧振通帶特性基本保持不變，因此耦合饋線的延長很好的抑制了濾波器寄生通帶的產(chǎn)生。

3 濾波器測試和討論

為了驗(yàn)證雙頻帶通濾波器的設(shè)計(jì)理論，本文設(shè)計(jì)了一個(gè)能同時(shí)工作于無線局域網(wǎng)（WLAN）的2.4 GHz頻段和全球微波互聯(lián)接入（WiMAX）的3.5 GHz頻段的雙頻段帶通濾波器。濾波器的帶內(nèi)波紋為0.043 2 dB，等波紋相對(duì)帶寬分別為4.2%和2.3%。設(shè)計(jì)時(shí)使用的介質(zhì)的介電常數(shù)為4.5，厚度為0.8 mm。雙頻帶通濾波器設(shè)計(jì)的具體尺寸分別為W1=W3=W4=W6=W7=0.7 mm，W2=W5=0.7 mm，L1=18 mm，L2=12.8 mm，L3=6.5 mm，L4=12.45 mm，L5=4.9 mm，L6=7.05 mm，L7=6 mm，L8=12.2 mm，S1=S3=0.4 mm和S2=0.5 mm。

圖6 給出了濾波器的仿真和測量結(jié)果對(duì)比，虛線和實(shí)線分別代表電磁仿真和電路加工測量的結(jié)果。忽略介電常數(shù)的不準(zhǔn)確性和加工帶來的誤差，仿真結(jié)果和測量結(jié)果吻合很好。電磁仿真結(jié)果在2.4/3.5 GHz的最小插入損耗為0.47/0.72 dB，帶內(nèi)最大回波損耗為19.46/20.19 dB；而電路加工測量的結(jié)果在2.4/3.5 GHz的最小插入損耗為0.91/1.3 dB，帶內(nèi)最大回波損耗為20.53/20.1 dB，并且得到了3.7 GHz到6.2 GHz的回波損耗損耗大于20 dB的寬阻帶效果。

圖6 濾波器的加工電路照片及其仿真和測量結(jié)果對(duì)比Fig.6 Fabricated paragraph and comparison between simulation and measurement of the filter

4 總結(jié)

提出了一種新型的采用枝節(jié)加載雙模開環(huán)諧振器設(shè)計(jì)的雙模雙頻段濾波器。該雙模雙頻段濾波器是由兩個(gè)中心頻率不同的枝節(jié)加載的單頻段雙模帶通濾波器并聯(lián)而成，由于單頻段雙模帶通濾波器的本身特性，雙頻段濾波器各個(gè)通帶的帶寬和中心頻率是獨(dú)立可控的且是易控的。在濾波器設(shè)計(jì)中實(shí)現(xiàn)了多個(gè)傳輸零點(diǎn)，這些傳輸零點(diǎn)的存在有效的增強(qiáng)了濾波器各個(gè)通帶的通帶選擇性以及通帶之間的隔離度。在濾波器設(shè)計(jì)中，輸入/輸出饋線耦合被延長實(shí)現(xiàn)了過耦合，這種方法很好地抑制了寄生通帶的產(chǎn)生，拓寬了濾波器的阻帶。

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