對海移動無線微波傳輸特性研究

文│ 91550 部隊 邵 凌 方 勇 李 燕

1 引言

艦艇對岸或潛艇（通過潛艇拖帶浮筏）對岸的微波通信是屬于海面移動站與陸地固定站之間的海面移動無線通信，是一種隨機(jī)性較強(qiáng)的變參信道，具有不同延時的多徑信號相疊加，會產(chǎn)生破壞性干擾，使鏈路性能不穩(wěn)定。

2 海面上電波傳播的反射系數(shù)

在艦/潛對岸的通信中，微波信號從空氣傳播到海水的分界面時，由于分界面兩側(cè)媒質(zhì)的本征阻抗不同，將發(fā)生電磁波的反射與折射。

空氣是一種理想介質(zhì)，海水是一種非理想導(dǎo)體介質(zhì)（相對介電常數(shù)εr=80，電導(dǎo)率σ=4Ω/m，磁導(dǎo)率μ0）。反射系數(shù)與入射角、電波極化方式、電波頻率和反射介質(zhì)的特性有關(guān)。根據(jù)反射定律和施耐爾定律，有：

水平極化波的反射系數(shù)：

垂直極化波的反射系數(shù)：

其中，Erm、Eim分別為水平或垂直極化波入射波和反射波電場的復(fù)振幅，θ為入射角，為海水相對復(fù)數(shù)介電常數(shù)，

3 海面移動通信的衰落分析

由于海面移動無線信道的復(fù)雜性，使得在該環(huán)境下傳輸?shù)奈⒉ㄐ盘柎嬖诓煌愋?、不同程度的衰落，除了自由空間損耗外，還有小尺度的快速波動和大尺度的慢速波動。小尺度的波動是由于附近物體和海面的反射、漫反射所產(chǎn)生的多個路徑引起的，是快衰落或多徑衰落。信號的振幅除了快衰落以外，還存在一種緩慢的變化，即快衰落是疊加在慢衰落這種緩慢的變化之上的，這種緩慢的變化主要是由于海面站至岸站之間物體遮擋和大氣折射系數(shù)變化造成的。

3.1 海面移動通信環(huán)境對微波信號的影響

在海面移動信道中，信號會受到如下幾個方面的衰減損失。

（1）彌散損耗

當(dāng)海面波浪較大，不能視為光滑水平面時，微波信號會受到波浪引起的散射。由于散射的存在，在電波傳播過程中信號功率必然會受到損失，產(chǎn)生彌散損耗。

（2）多普勒效應(yīng)

◆海面信道機(jī)與岸站信道機(jī)之間的相對運(yùn)動使接收信號的頻率發(fā)生偏移，產(chǎn)生隨機(jī)頻率調(diào)制；

◆環(huán)境物體（如海面波浪或附近船只）的運(yùn)動會引起時變的多普勒頻移。如果環(huán)境物體的速度大于海面移動站的速度，將對小尺度衰落起決定作用，否則，僅可考慮海面移動站的運(yùn)動影響，忽略環(huán)境物體的運(yùn)動影響。

（3）多徑效應(yīng)

由于海面、鄰近物體、艦船本體和大氣等的反射、散射、繞射作用，形成了不同路徑，使合成信號在幅度、相位發(fā)生隨機(jī)變化，產(chǎn)生多徑效應(yīng)，它可能引起碼間干擾，降低信號的傳輸質(zhì)量。

（4）深衰落

根據(jù)中斷率計算公式：

其中，A為氣候因子；Q為地形條件因子；b為頻率因子，取值b=1.3；c為距離因子，取值c=3.1；h2-h1為收發(fā)天線高度差。中斷率ρ與Q成正比，而Q與地面粗糙度S-1.3成正比（美國算法），海面越光滑，ρ越大。

海水的電導(dǎo)率較大，對電波傳播的衰減較小，其反射系數(shù)接近于1，反射損耗非常小。所以，入射能量差不多全部轉(zhuǎn)換成為反射能量對直接波進(jìn)行干擾，這種干擾現(xiàn)象極易引起電平深度衰落，甚至導(dǎo)致中斷。

3.2 海面多徑衰落分析

3.2.1 鏡面反射和漫反射

海面多徑衰落是由于直接波和海面反射波之間的干涉引起的。反射波包括兩種分量：鏡面反射分量和不規(guī)則海浪子面的漫反射分量。在平靜海面狀況下，主要是鏡面反射分量；在粗糙海面狀況下，主要是漫反射分量。一般情況下，以Rayleigh準(zhǔn)則區(qū)分平靜海面和粗糙海面：

△h為有效浪高，λ為電磁波波長，θ為入射余角。

當(dāng)海面的Fresnel反射區(qū)內(nèi)粗糙程度滿足Rayleigh準(zhǔn)則時，所有海面來的反射可以認(rèn)為是鏡面反射，否則為漫反射。對于漫反射而言，天線接收的電磁波來自于包括鏡面反射點在內(nèi)的反射源與接收點之間的廣闊海面，而不是Fresnel反射區(qū)。

3.2.2 衰落與分布類型的定界

（1）時延擴(kuò)展

無線移動信道中多徑特性的時延擴(kuò)展，導(dǎo)致時域擴(kuò)散，會使發(fā)射信號產(chǎn)生頻率選擇性衰落和平坦衰落。

無線信號碼元寬度為Ts，多徑信號時延擴(kuò)散的寬度為τ，當(dāng)Ts≥τ（τ/Ts→0）時，是平坦衰落；當(dāng)Ts<τ即τ/Ts不可忽略時，產(chǎn)生頻率選擇性衰落。

工程上，可按下式計算τ和Ts，τ=△d /c，Ts=1/Bs。其中，△d為多徑路程差，c為電波傳輸速率，B為信號帶寬。按兩徑模型考慮時，△d =2h1h2/d（h1、h2為收發(fā)天線高度，d為站距）。實際應(yīng)用中，一般認(rèn)為在τ/Ts≤0.1的條件下，當(dāng)平坦衰落處理；在τ/Ts＞0.1時要考慮頻率選擇性衰落的影響。必須指出，不能單以τ值判斷是平坦衰落還是頻率選擇性衰落。即使τ值很大，但是當(dāng)Ts→∞（即發(fā)射信號為單頻時）也是平坦衰落；如果τ值很小，當(dāng)高速傳輸時，需要較寬的信號帶寬，使τ/Ts值不可忽略，也產(chǎn)生頻率選擇性衰落。

（2）多普勒擴(kuò)展

無線移動信道中多普勒擴(kuò)展，導(dǎo)致頻域擴(kuò)散，會使發(fā)射信號產(chǎn)生快衰落和慢衰落。

當(dāng)Ts>Tc（Tc為相干時間）時，是快衰落；否則，為慢衰落。工程上，可將Tc按照如下公式計算：Tc=0.423/fm。fm為最大多普勒頻移，fm=V/λ（V為發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的相對運(yùn)動速度，λ為信號波長）。實際上，快衰落信道是一個低速率信道，發(fā)生在數(shù)據(jù)率很低的情況下，而慢衰落信道是一個慢速度和高數(shù)據(jù)速率的信道。為了避免快衰落失真和多普勒影響引起的誤碼，信號速率（1/Ts）必須超過衰落速率（1/ Tc）的100～200倍，確切的倍數(shù)取決于調(diào)制方式、接收機(jī)設(shè)計和系統(tǒng)誤碼率要求。

（3）分布類型

雖然在艦/潛—岸通信中普遍存在一條視距路徑，但是由于海水的強(qiáng)反射作用，使得這條直視路徑并沒有起到支配地位，所以其快衰落并不服從標(biāo)準(zhǔn)的Rician分布。

直接波和鏡面反射波是相對平穩(wěn)的相干分量，漫反射波是隨機(jī)性非相干分量。漫反射波由海面前向散射分量形成，幅度服從Rayleigh分布，相位在[0，2π]區(qū)間均勻分布。如果把直接波和鏡面反射波的和作為常矢量，那么常矢量與Rayleigh矢量作合成，接收功率將服從Nakagami—Rician分布。同時，由于陰影效應(yīng)產(chǎn)生慢衰落，接收功率還服從對數(shù)正態(tài)分布。因此，總的接收信號可以認(rèn)為是一種Suzuki過程。

3.3 多普勒頻移

3.3.1 由于海面信道機(jī)運(yùn)動引起的多普勒頻移

由于海面信道機(jī)運(yùn)動引起的多普勒頻移與物體的移動速度、信號頻率及移動的方向與來波方向的夾角有關(guān)。

其中，V1為海面信道機(jī)移動速度，λ為入射波長，α為信道機(jī)運(yùn)動方向與電波入射方向的夾角。

3.3.2 由于海面波浪運(yùn)動引起的多普勒頻移

根據(jù)流體動力學(xué)原理，波浪運(yùn)動速度V2為：V2=（gL/2π）1/2。其中，g為重力加速度，g=9.8m/s2，L為波浪重復(fù)間隔（m）。當(dāng)滿足布雷格諧振條件時，L=λ/（2sinθ），λ為入射波長，θ為入射角。

反射信號頻率與發(fā)射載頻之間的多普勒頻移為:

其中，β為 海浪運(yùn)動方向與電波入射方向的夾角。

4 海面移動通信抗多徑干擾的工程措施

文獻(xiàn)中經(jīng)常提到的分集技術(shù)、自適應(yīng)均衡技術(shù)、編碼技術(shù)、OFDM等技術(shù)，本文不再描述。

4.1 極化方式的選擇

圓極化波經(jīng)反射后，會發(fā)生極化反轉(zhuǎn)現(xiàn)象。如右旋圓極化波經(jīng)海面反射后變?yōu)樽笮?，這樣，接收端右旋圓極化天線對左旋來的反射波具有一定的抑制作用。從而，圓極化天線可以有效地減少反射徑信號的影響，但是它的結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，體積和重量較大。所以，如果搭載平臺沒有對天線體積和重量的要求，一般采用圓極化天線。

一方面，由（1）、（2）式可知，垂直極化波的海面反射系數(shù)小于水平極化波的海面反射系數(shù)。同時，對于水平極化波來說，存在布儒斯特角（令（1）式=0可求得），會發(fā)生全折射現(xiàn)象。這樣，滿足條件的電磁波能量會全部折射到海水中，而無反射波。對于垂直極化波，則沒有全折射現(xiàn)象。另一方面，電波的特性決定了水平極化波在貼近海面時會在表面產(chǎn)生極化電流，極化電流因受海水阻抗影響產(chǎn)生熱能而使電場信號迅速衰減，而垂直極化方式則不易產(chǎn)生極化電流，避免了能量的大幅衰減，保證了信號的有效傳播。所以，如果搭載平臺空間有限或?qū)μ炀€有較嚴(yán)格的體積和重量限制（如潛艇拖帶浮筏），天線采用線極化方式時，一般采用垂直極化方式。

由（1）、（2）、（3）、（4）和（5）式可知，頻率越高，反射系數(shù)越高，中斷率越高，多普勒頻移越大。同時，自由空間的傳輸損耗也是隨著頻率的提高而增大。所以，在進(jìn)行頻率設(shè)計時，在可選的頻率范圍內(nèi)，應(yīng)選較低頻率。

另外，隨著新技術(shù)的發(fā)展，一種±45°雙極化天線開始使用。這種天線由于+45°和-45°正交極化，有效保證了分集接收的良好效果（其極化分集增益比單極化天線提高約2dB）。

4.2 增大天線高度差和調(diào)整天線仰角

根據(jù)兩徑傳播模型，增大天線高度差，可以使反射點靠近路徑端點，增加路徑余隙，使產(chǎn)生的電波阻擋和吸收作用較小，從而有效地減少反射衰落。另外，從中斷率的角度考慮，根據(jù)（3）式可知，增大收發(fā)天線高度差，可以降低中斷率。

理論和工程實踐表明，通過調(diào)整天線的仰角來減輕反射波的影響是有效的，但是這需要長時間的觀察和反復(fù)調(diào)整。在天線的安裝調(diào)試過程中，通過頻譜儀監(jiān)測收信電平，可看出收信電平受海面反射等多徑傳輸?shù)挠绊懚舷虏▌?。對天線的俯仰角做反復(fù)調(diào)整，兼顧接收電平和波動影響（因受接收電平的限制，調(diào)整范圍不宜過大），選定最佳天線俯仰角，將海面反射波的影響進(jìn)一步減小。

4.3 頻域均衡單載波技術(shù)

時域均衡的單載波系統(tǒng)是一種很成熟的傳輸系統(tǒng)，但是不管是線性還是非線性均衡，傳統(tǒng)的時域均衡器復(fù)雜度都與信道的最大時延擴(kuò)展成正比，而且無法有效的抵抗多徑干擾。多載波OFDM系統(tǒng)雖然采用較為理想的調(diào)制技術(shù)，但是也存在一些缺點，如：對頻率偏移和相位噪聲比較敏感；峰值與均值功率比相對較大，降低了射頻放大器的功率效率；負(fù)載算法和自適應(yīng)跳頻技術(shù)會增加發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的復(fù)雜度。

一種新穎的頻域均衡單載波技術(shù)可以克服時域均衡單載波系統(tǒng)和多載波OFDM 系統(tǒng)的缺點。在多載波OFDM系統(tǒng)中，IFFT模塊在發(fā)射端把頻域映射后的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成時域信號，而在頻域均衡單載波系統(tǒng)中，IFFT模塊在接收端把頻域上均衡完的信號變回時域。頻域均衡的單載波系統(tǒng)具有如下優(yōu)點：

（1）與多載波OFDM系統(tǒng)相比，降低了峰值平均功率比，也就降低了功率放大器、A/D、D/A變換器的線性動態(tài)范圍的要求，可以利用單載波成熟的射頻技術(shù)，減少了模擬器件成本。

（2）與多載波OFDM系統(tǒng)相比，不需要保證子載波之間的嚴(yán)格同步與正交特性，降低了對載波頻偏和相位噪聲的敏感性。

（3）與傳統(tǒng)單載波系統(tǒng)相比，具有與多載波性能相當(dāng)?shù)目苟鄰侥芰?，而均衡器?fù)雜度大大降低，其復(fù)雜度與信道最大時延擴(kuò)展的對數(shù)成正比。

（4）可以與OFDM系統(tǒng)共存，只需通過IFFT模塊位置的軟切換，實現(xiàn)單載波信號與OFDM信號的發(fā)射和接收。

5 結(jié)束語

艦/潛對岸海面移動無線通信由于發(fā)射機(jī)的移動性和海水的反射性，加大了電波傳播特性的復(fù)雜性，其衰落與分布類型需要從理論和實際工程的角度統(tǒng)一分析。對于抗衰落而采取的措施，也需要結(jié)合先進(jìn)技術(shù)和工程特點，互相補(bǔ)充，確定最佳方案。

1 莊銘杰，郭東輝.移動通信中無線信道特性的研究[J].電訊技術(shù)，2004，05

2 許雪梅.克服海面多徑衰落的有效措施[J].無線電工程，2005，02

3 肖善鵬，張蕾譯.現(xiàn)代電子通信（第8版）[M].北京：清華大學(xué)出版社，2006，03