隨機極性MCP-EBPSK傳輸性能

靳 一 吳樂南 馮 熳 鄧 蕾

(東南大學信息科學與工程學院，南京 210096)

隨機極性MCP-EBPSK傳輸性能

靳 一 吳樂南 馮 熳 鄧 蕾

(東南大學信息科學與工程學院，南京 210096)

為提高隨機極性的修正連續(xù)相位擴展二元相移鍵控(MCP-EBPSK)調制信號的傳輸性能，對比了AWGN信道上自適應門限判決、BP神經(jīng)網(wǎng)絡和支持向量機(SVM)判決3種解調方式的解調性能，并引入了RS碼和規(guī)則LDPC碼來進行改善.根據(jù)隨機極性MCP-EBPSK調制原理和數(shù)字沖擊濾波器特殊濾波機理，設計了基于自適應門限判決、BP神經(jīng)網(wǎng)絡和SVM的解調器.同時，在這3種解調方式性能均不佳時，對RS碼和規(guī)則LDPC編碼的隨機極性MCP-EBPSK傳輸性能進行了仿真.仿真結果表明:在AWGN信道上，自適應門限判決、BP神經(jīng)網(wǎng)絡和SVM三種解調方式的解調性能相差不大;當采用自適應門限判決且誤碼率為10－4時，RS碼和規(guī)則LDPC碼的編碼增益分別約為4 dB和7 dB.因此，引入信道編碼可顯著改善隨機極性MCP-EBPSK的傳輸性能.

修正連續(xù)相位擴展二元相移鍵控;自適應門限判決;BP神經(jīng)網(wǎng)絡;支持向量機;數(shù)字沖擊濾波器;編碼增益

隨著信息社會的不斷發(fā)展，人們對信息傳輸速率和可靠性的要求越來越高，直接導致空中的無線電頻譜資源愈加緊張.如何高效合理地利用有限的頻譜資源已成為熱門研究課題.從以前的高階調制到目前的多天線技術(MIMO)［1］、認知無線電技術(CR)［2］均在一定程度上提高了頻譜效率，卻并未從根本上解決頻譜資源不足的問題.超窄帶(UNB)調制通過對通信體制的變革從根本上來解決頻譜效率的低下問題.文獻［3-8］都對此技術進行了深入的研究.然而，超窄帶能否真正實用則取決于其傳輸性能的優(yōu)劣.

本文對隨機極性MCP-EBPSK調制在加性白高斯噪聲(AWGN)信道的解調性能進行研究，并分別引入RS碼［9］和規(guī)則 LDPC 碼［10-12］來改善其傳輸性能.首先，介紹隨機極性MCP-EBPSK調制的基本原理.其次，詳細闡述數(shù)字沖擊濾波器［13］的特殊濾波機理，并給出基于幅度差異和波形特征差異的兩大類解調器結構.然后，給出信道編碼的隨機極性MCP-EBPSK通信系統(tǒng)框圖.最后，對比和分析基于幅度差異的自適應門限判決和基于波形特征的BP神經(jīng)網(wǎng)絡、支持向量機(SVM)的解調性能，并在AWGN信道分別仿真RS和LDPC編碼的隨機極性MCP-EBPSK系統(tǒng)性能.

1 隨機極性MCP-EBPSK調制

隨機極性MCP-EBPSK調制［5］通過在隨機極性CP-EBPSK調制中引入一個功率譜形狀的調節(jié)系數(shù)η＜1，來改善功率譜結構，使調制信號的能量更加向載頻和功率譜主瓣集中，有利于提升能量利用率，其表達式為

式中，ωc為載波角頻率;T=2π/ωc為載波周期;碼元“0”持續(xù)N個載波周期，碼元“1”的相位調制持續(xù)K個載波周期，K和N均為整數(shù)以保證整周期調制;ξ∈{－1，1}代表了相位調制的極性;0＜Δ＜1為調相指數(shù);η為功率譜形狀調節(jié)系數(shù)，由N，K，Δ和η共同構成了改變信號帶寬、傳輸效率和解調性能的一組“調制指數(shù)”.對于“0”碼元，發(fā)送的調制波形為f0(t)，“1”碼元則發(fā)送由“ξΔ”共同決定的調制波形f1(t)，由此可在嚴格的－60 dB帶寬下得到很高的頻譜利用率.

2 解調器

2.1 沖擊濾波原理

數(shù)字沖擊濾波器［13］是一種具有“陷波-選頻”特性的IIR濾波器，在極窄的通帶內可將隨機極性MCP-EBPSK調制信號的微弱相位變化轉化為幅度沖擊，且沖擊包絡不受相位極性影響，增強了調制波形的差異，有利于門限判決和簡化接收機結構.在此，選用1對共軛零點和3對共軛極點的數(shù)字沖擊濾波器，其傳輸函數(shù)為

式中

當載頻 fc=21.4 MHz，采樣頻率 fs=214 MHz，N=10，K=2，調相指數(shù) Δ =0.1，η =1/2時，隨機極性的MCP-EBPSK調制信號經(jīng)過上述數(shù)字沖擊濾波器，得到了如圖1所示的沖擊波形和輸出包絡.從圖1可看出，數(shù)字沖擊濾波器的輸出包絡不受“1”碼元的調制相位極性的影響，可在一定程度上放大“0”和“1”調制波形的差異，有利于直接門限判決或采用基于分類器思想的BP神經(jīng)網(wǎng)絡、SVM 解調.

圖1 隨機極性MCP-EBPSK沖擊波形和包絡

2.2 2類解調器結構

依據(jù)2.1節(jié)所述沖擊濾波機理，可設計2類不同的解調器:①根據(jù)沖擊包絡幅度的差異，設計基于自適應門限判決的解調器;② 依據(jù)沖擊包絡波形特征的差異，設計基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡、SVM等分類器的解調器.2種解調器結構分別如圖2和圖3所示.其中，圖2和圖3中的預處理均為取絕對值和低通濾波，即通常的包絡檢波.

圖2 基于自適應門限判決的解調器

圖3 基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡/SVM的解調器

3 仿真

圖4為信道編碼的隨機極性MCP-EBPSK通信系統(tǒng)框圖.本節(jié)首先在AWGN信道對比圖2和圖3所示2種解調器的解調性能，然后引入RS碼和規(guī)則LDPC碼來改善傳輸性能.仿真參數(shù)均與2.1節(jié)保持一致.

圖4 隨機極性MCP-EBPSK通信系統(tǒng)

3.1 基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡的解調性能

在訓練信噪比為29 dB，測試信噪比為27～31 dB時，分別在訓練樣本數(shù)為1 000，2 000和3 000的情況下，對基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡的解調器進行了仿真，結果如圖5(a)所示.同時，在訓練樣本數(shù)為2 000時，分別在訓練信噪比為27，29和31 dB的情況下，得到了如圖5(b)所示的仿真結果.然后，在訓練樣本數(shù)為2 000和訓練信噪比為29 dB時，分別在特征點數(shù)為30，40，50和100的情況下進行了仿真，得到了如圖5(c)所示的仿真結果.從圖5(a)～(c)可以看出，訓練樣本數(shù)和特征點數(shù)并非越多越好，當訓練樣本數(shù)為2 000，特征點數(shù)為40，而訓練信噪比取測試范圍的中間值29 dB時，BP神經(jīng)網(wǎng)絡的解調性能較佳.圖5(d)給出了該組訓練參數(shù)下BP神經(jīng)網(wǎng)絡和自適應門限判決的解調性能對比，可看出僅在信噪比超過28 dB時，BP神經(jīng)網(wǎng)絡的解調性能才優(yōu)于自適應門限判決，且信噪比的最大提升量約為0.5 dB.

3.2 基于SVM的解調性能

在與圖5(a)～(c)相同的訓練條件下對基于SVM的解調器進行仿真，結果如圖6(a)～(c)所示.可看出，與BP神經(jīng)網(wǎng)絡類似，訓練樣本數(shù)和特征點數(shù)并非越多越好，當訓練樣本數(shù)為2 000，特征點數(shù)為40，而訓練信噪比取測試范圍的中間值29 dB時，SVM的解調性能較佳.圖6(d)給出了該組訓練參數(shù)下SVM和自適應門限判決的解調性能對比，可看出僅在信噪比超過28.5 dB時，SVM 的解調性能才優(yōu)于自適應門限判決，且信噪比的最大提升量約為0.5 dB.

3.3 信道編碼的隨機極性MCP-EBPSK通信系統(tǒng)性能

由3.1節(jié)和3.2節(jié)可知，以上3種解調方式的解調性能均不佳，這是由于隨機極性MCP-EBPSK極小的相位跳變所產(chǎn)生的沖擊包絡不太明顯.本節(jié)分別引入不同碼長的RS碼和規(guī)則LDPC碼對整個通信系統(tǒng)進行仿真，仿真碼元數(shù)為1.0×107個，得到了如圖7和圖8所示的誤碼率曲線(未采用交織和解交織，因其在AWGN信道中作用有限).圖7給出了 RS(15，9)，RS(31，19)，RS(31，23)，RS(63，51)和RS(255，223)等5種不同碼長的 RS碼和無信道編碼時的誤碼率曲線，可看出，RS(31，19)碼性能最好.與非編碼系統(tǒng)相比，當誤碼率為10－4時，RS(31，19)碼可獲得約4 dB 的編碼增益.同時，采用碼率為1/2和碼長為2 000的規(guī)則LDPC碼作為信道編碼，并借鑒文獻［14］中利用SVM的后驗概率模型估計EBPSK沖擊濾波輸出包絡的后驗概率的思想，利用和積算法譯碼迭代50次，得到了如圖8所示的誤碼率曲線.可看出，當誤碼率為10－4時，約有7 dB的編碼增益.

圖5 基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡的解調器仿真結果

圖6 基于SVM的解調器仿真結果

圖7 不同碼長RS碼的解調性能

圖8 1/2碼率規(guī)則LDPC碼的解調性能

4 結語

對于AWGN信道，現(xiàn)有的隨機極性MCP-EBPSK解調器，無論是基于幅度差異的自適應門限判決，還是基于波形特征的BP神經(jīng)網(wǎng)絡、SVM，其解調性能均不佳.在隨機極性MCP-EBPSK通信系統(tǒng)中引入RS碼和LDPC碼，可獲得較大的編碼增益.當BER 為10－4時，RS(31，19)碼可獲得約4 dB的編碼增益;碼率為1/2、碼長為2 000的規(guī)則LDPC碼可獲得約7 dB的編碼增益，從而將解調所需的信噪比從超過30 dB降低到25 dB以下，有望用于具有較高信噪比的光纖通信或數(shù)字電視信號的電纜傳輸.

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Transmission performance of MCP-EBPSK with random polar

Jin Yi Wu Lenan Feng Man Deng Lei

(School of Information Science and Engineering，Southeast University，Nanjing 210096，China)

In order to improve the transmission performance of random polar and modified extended binary phase shift keying with continuous phase(MCP-EBPSK)modulated signal，the demodulation performance of the adaptive threshold discrimination，BP neural network，and support vector machine(SVM)in additive white Gaussian noise(AWGN)channel is compared，then Reed-Solomon(RS)code and regular low-density parity-check(LDPC)code are introduced.According to the principle of MCP-EBPSK with random polar and the special filtering mechanism of digital impacting filter，the demodulators are designed based on adaptive threshold discrimination，BP neural network，and SVM.Meanwhile，when the demodulation performance of these demodulators is poor，the RS and regular LDPC coded MCP-EBPSK with random polar is also simulated.Simulation results show that in AWGN channel，the demodulation performance of adaptive threshold discrimination，BP neural network and SVM is almost the same;when adaptive threshold discrimination is used and BER is 10－4，the coding gain of RS code and regular LDPC is about 4 dB and 7 dB，respectively.Therefore，channel code can be introduced to significantly improve the transmission performance of MCPEBPSK with random polar.

modified extended binary phase shift keying with continuous phase(MCP-EBPSK);adaptive threshold discrimination;BP neural network;support vector machine;digital impacting filter;coding gain

TN911.25

A

1001－0505(2012)06-1031-05

10.3969/j.issn.1001 －0505.2012.06.002

2012-05-08.

靳一(1984—)，男，博士生;吳樂南(聯(lián)系人)，男，博士，教授，博士生導師，wuln@seu.edu.cn.

國家自然科學基金資助項目(60872075).

靳一，吳樂南，馮熳，等.隨機極性 MCP-EBPSK傳輸性能［J］.東南大學學報:自然科學版，2012，42(6):1031-1035.［doi:10.3969/j.issn.1001 －0505.2012.06.002］