W 波段三倍頻器的設(shè)計(jì)與仿真

韓艷偉 ，汪海勇 ，高永安

(1.杭州電子科技大學(xué)電子信息學(xué)院，杭州 310018;2.中國電子科技集團(tuán)公司第50 研究所，上海 200063)

在雷達(dá)通信、射電天文學(xué)、大氣遙感等領(lǐng)域通常需要高可靠性和穩(wěn)定度的毫米波亞毫米波源［1］。毫米波源的獲取一般有直接振蕩產(chǎn)生和逐級倍頻2種方式。直接振蕩產(chǎn)生的毫米波源，輸出功率大，但是穩(wěn)定度不高。而通過倍頻方式，很容易得到穩(wěn)定度高、結(jié)構(gòu)緊湊、相位噪聲低的毫米波源。此外，通過倍頻方式，可以獲得高至幾THz 的本振源，為研究THz頻率的電磁波的特性和研制太赫茲源提供了條件［2］。

在毫米波亞毫米波段，倍頻器通常是利用二極管的電阻非線性或電抗非線性實(shí)現(xiàn)的。文獻(xiàn)［3］報(bào)道了220 GHz和440 GHz 的三倍頻器，這2個(gè)三倍頻器不是一個(gè)平衡結(jié)構(gòu)，但利用輸出波導(dǎo)的高通特性，可以使基波、二次諧波截止，轉(zhuǎn)換效率達(dá)到12%以上。文獻(xiàn)［4］報(bào)道了一個(gè)185 GHz 的平衡二倍頻器，其中傳輸線采用懸置微帶線，其電磁場大部分集中在空氣中，有利于減小介質(zhì)損耗，最后測試的倍頻損耗最小為16.8 dB。文獻(xiàn)［5］報(bào)道了一個(gè)180 GHz平衡三倍頻器，在20 dBm 的輸入功率下，仿真的最大轉(zhuǎn)換效率為4.85%。文獻(xiàn)［6］報(bào)道了一個(gè)W 頻段寬帶倍頻器，其采用平衡倍頻方式，且對二極管采用自偏置，在整個(gè)W 頻段，輸出功率為(0.81±1.80)dBm。文獻(xiàn)［7］中，為了減小介質(zhì)損耗，作者沒有使用介質(zhì)材料，而采用脊波導(dǎo)來制作三倍頻電路，二極管安裝在脊波導(dǎo)的2個(gè)脊上，在輸入功率為22 dBm 時(shí)，在整個(gè)W 波段，輸出功率在4.5 dBm 以上。文獻(xiàn)［8］采用TRL 去嵌入測試結(jié)果和構(gòu)建初級模型相擬合的方法，重新搭建二極管模型，并用于倍頻電路的設(shè)計(jì)，倍頻電路制作采用作者自主開發(fā)的石英基片工藝，測試結(jié)果和仿真結(jié)果有較好的一致性。

目前，國外毫米波高端的倍頻器多采用變?nèi)荻O管實(shí)現(xiàn)，倍頻效率高，而國內(nèi)由于工藝和器件的限制，一般采用肖特基二極管阻性倍頻，這種方式可在寬頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出功率，缺點(diǎn)是倍頻效率相對較低。

1 設(shè)計(jì)理論

一個(gè)平衡三倍頻器示意圖如圖1所示，一對反并聯(lián)二極管用來將基波頻率的信號轉(zhuǎn)換到三次諧波并輸出到負(fù)載，在二極管和源、負(fù)載之間分別是輸入濾波器與輸入匹配、輸出濾波器與輸出匹配。輸入輸出匹配分別用于將源阻抗、負(fù)載阻抗匹配到輸出功率最優(yōu)的嵌入阻抗Zi(fp)和Zo(3fp)。同時(shí)，輸入輸出濾波器用于使Zi(3fp)=∞，Zo(fp)=∞，即接近于開路，以確保輸入輸出之間的隔離［9］。對于肖特基二極管來說，其I－V 特性曲線為

其中，is為二極管的反向飽和電流，α=q/nkT，n為理想因子，Vin=Vscos(wpt)。則

對式(2)作傅里葉級數(shù)展開，得:

此處In(αVs)為第一類變態(tài)貝塞爾函數(shù)。二極管環(huán)路電流為

對式(4)作傅里葉級數(shù)展開，得:

圖1 平衡倍頻器原理圖

由此可知，倍頻后，偶次諧波只存在于二極管環(huán)路中，外部電路中只含有奇次諧波，通過合適的輸出耦合電路就可以將所需的奇次諧波耦合到負(fù)載，同時(shí)抑制基波和其他諧波。采用平衡式電路結(jié)構(gòu)可以增大倍頻器的功率容量，減少空閑回路，抑制偶次諧波。另外，平衡式電路對偶次諧波的抑制取決于倍頻二極管的一致性和電路結(jié)構(gòu)的對稱性［6］。

2 電路設(shè)計(jì)

2.1 設(shè)計(jì)方案

本文采用UMS 公司的肖特基勢壘二極管DBES105A。該二極管為平面倒裝二極管，截止頻率高達(dá)3 THz，并且具有較低的寄生電感，其焊盤直徑為20μm，二極管封裝為2個(gè)二極管串聯(lián)的形式，這有利于增大倍頻器的功率容量。設(shè)計(jì)框圖如圖2所示。輸入信號從WR28 波導(dǎo)進(jìn)入，在經(jīng)過波導(dǎo)微帶過渡、低通濾波器、輸入匹配后饋給反向并聯(lián)的二極管對。二極管的一個(gè)焊盤粘在微帶線上，另外一個(gè)焊接在波導(dǎo)壁上接地。三次諧波在經(jīng)過輸出匹配，微帶到WR10 波導(dǎo)的過渡后，從WR10 波導(dǎo)輸出。WR10 波導(dǎo)本身具有高通性質(zhì)，其傳輸截止頻率為59GHz，可以有效地使基波處于截止?fàn)顟B(tài)。整個(gè)微帶電路制作在厚為0.127 mm 的Rogers－5880介質(zhì)板上，其介電常數(shù)為2.2。

圖2 W 波段三倍頻器示意圖

2.2 波導(dǎo)微帶過渡結(jié)構(gòu)

波導(dǎo)微帶探針結(jié)構(gòu)常用來實(shí)現(xiàn)矩形波導(dǎo)的TE10模到微帶線的準(zhǔn)TEM模的轉(zhuǎn)換，并在轉(zhuǎn)換的同時(shí)實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。對于W 波段倍頻器，本文分別設(shè)計(jì)了WR28、WR10 波導(dǎo)到微帶線的轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，采用E 面探針耦合的方式。如圖3所示，在波導(dǎo)寬邊中間開窗，并將基板插入波導(dǎo)中，其形式類似于一個(gè)單極子天線在封閉的波導(dǎo)中輻射。微帶探針后面連接一段高阻抗線和1/4λ(λ為微帶線中電磁波的波長)的阻抗變換線，高阻線用于抵消微帶探針耦合的電容效應(yīng)，1/4λ 阻抗變換線能夠增加過渡結(jié)構(gòu)的帶寬。微帶探針中央距波導(dǎo)短路面大約1/4λg(λg為波導(dǎo)波長)，使探針處于電場最強(qiáng)的波腹位置，確保最大的轉(zhuǎn)換效率［10］。

圖3 波導(dǎo)到微帶過渡示意圖

圖4 給出了WR10 波導(dǎo)到微帶過渡的仿真結(jié)果。WR28 波導(dǎo)到微帶過渡的仿真結(jié)果限于篇幅就不再給出。

圖4 WR10 波導(dǎo)到微帶的過渡的S 參數(shù)的仿真

2.3 微帶低通濾波器

輸入低通濾波器可以用來使基波通過，同時(shí)阻止三次諧波回到輸入端。本文采用高阻抗線加載徑向線的方式實(shí)現(xiàn)。和一般的微帶四分之一波長的開路枝節(jié)相比，徑向線具有尺寸短、加載點(diǎn)位置精確、帶寬大的優(yōu)點(diǎn)［6］。在設(shè)計(jì)時(shí)，首先，使用ADS 獲取7 階集總低通濾波器的電感、電容值，然后分別使用80Ω 串聯(lián)高阻線、蝴蝶型徑向線綜合出要求的電感電容，接著在高頻電磁仿真軟件HFSS 中建立起濾波器的模型，并進(jìn)行優(yōu)化。仿真的S 參數(shù)如圖5所示。

圖5 低通濾波器的仿真S 參數(shù)

2.4 阻抗匹配

為了最大化三次諧波的變換效率，提高輸出功率，必須在倍頻器電路中加入適當(dāng)?shù)钠ヅ潆娐?。文獻(xiàn)［8］中提到在輸出匹配網(wǎng)絡(luò)之后并聯(lián)一段高阻開路枝節(jié)，長度為五次諧波波長的四分之一，用來抑制五次諧波。本文在采用這種方法進(jìn)行仿真時(shí)發(fā)現(xiàn)，雖然五次諧波得到了抑制，但是三次諧波輸出功率也下降了。因此為了最大化輸出功率，本文并未采用這種方法。在初步匹配好后，將輸入輸出匹配枝節(jié)在HFSS 中建模，仿真得到的對50Ω 歸一化的S參數(shù)，連同先前在HFSS 中已經(jīng)優(yōu)化仿真好的低通濾波器和波導(dǎo)微帶過渡結(jié)構(gòu)的廣義S 參數(shù)保存為s2p 文件，并導(dǎo)入到ADS 中，連接二極管對、輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。利用諧波平衡仿真進(jìn)行分析，如不滿足目標(biāo)，則需要ADS和HFSS 的交替優(yōu)化仿真，仿真以最大化輸出效率和輸入耦合為目標(biāo)，對匹配枝節(jié)的長度和寬度進(jìn)行優(yōu)化［1］。

2.5 倍頻器電路的整體仿真

在輸入功率為20 dBm 時(shí)，對三倍頻器進(jìn)行非線性仿真分析。仿真的輸出功率、輸入回波損耗分別如圖6、圖7所示。在80 GHz～100 GHz 范圍內(nèi)，輸出功率十分平穩(wěn)，大小為5 dBm 左右。從圖6 中看得出來在100 GHz～105 GHz 之間輸出功率出現(xiàn)了很深的凹陷。這可能是由于三次諧波在輸入濾波器和平衡二極管對之間來回反射相位相反而相互抵消造成的［8，12］。從圖7 中看到，在輸入頻率為27 GHz～35 GHz 范圍內(nèi)，輸入回波損耗都大于10 dB。變頻損耗隨輸入功率的變化曲線如圖8所示。當(dāng)輸入功率為17 dBm 時(shí)，變頻損耗最小，且為14 dB。同時(shí)，從14 dBm～20 dBm，變頻損耗比較平穩(wěn)，說明所設(shè)計(jì)的三倍頻器有較大的動(dòng)態(tài)范圍。

圖6 在20 dBm 輸入功率時(shí)，仿真的三次諧波輸出功率隨頻率的變化曲線

圖7 仿真的輸入回波損耗

圖8 仿真的變頻損耗隨輸入功率的變化曲線

由上述仿真結(jié)果可知，設(shè)計(jì)的倍頻器有較好的寬帶性能和較低的倍頻損耗。與文獻(xiàn)［8］中相比，輸出功率和帶寬都比較大，這也說明了文獻(xiàn)［8］中所述的抑制五次諧波的開路枝節(jié)不僅影響了輸出功率，還影響了倍頻器的輸出帶寬。與文獻(xiàn)［5，11］相比，輸出功率稍小一些，但是輸出更平坦，帶寬更大。

3 結(jié)論與分析

本文從平衡三倍頻器原理入手，利用計(jì)算機(jī)輔助軟件HFSS和ADS，設(shè)計(jì)了一個(gè)W 波段寬帶三倍頻器。當(dāng)輸入功率為20 dBm 時(shí)，在80 GHz～100 GHz 范圍內(nèi)，輸出功率非常平穩(wěn)，約為5 dBm。設(shè)計(jì)中，為了改善輸入回波損耗，匹配枝節(jié)采用三段微帶串聯(lián)傳輸線，而這增大了變頻損耗。在輸出環(huán)節(jié)中，為了最大化輸出功率，未加入輸出帶通濾波器或者五次諧波抑制枝節(jié)，對五次諧波的抑制不夠。

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