十位數(shù)控射頻移相器的設(shè)計與驗證

楊岱旭 ，張 彤* ，唐 杰

(1.東南大學電子科學與工程學院，南京 210096;2.東南大學儀器科學與工程學院，南京 210096)

移相器作為針對射頻信號基本特性:相位進行調(diào)整的重要微波射頻基本組件應(yīng)用于雷達系統(tǒng)，通信系統(tǒng)，儀器與測量系統(tǒng)等多個方面?，F(xiàn)代通信系統(tǒng)頻譜資源日益寶貴，如何提高頻譜資源的利用效率成為研究熱點之一，現(xiàn)有通信系統(tǒng)在功率提升的同時由于三階交調(diào)等非線性效應(yīng)產(chǎn)生的干擾其他頻段的帶外信號，帶來了比較嚴重的信道干擾問題，提升發(fā)射系統(tǒng)的線性度日益成為系統(tǒng)關(guān)鍵問題，在眾多線性化技術(shù)中前饋技術(shù)與預(yù)失真技術(shù)是提升系統(tǒng)線性度水平中最主要應(yīng)用的途徑［1］。而線性化技術(shù)中最重要的信號處理技術(shù)之一就是相位調(diào)整，這便使得數(shù)控移相器成為其中的關(guān)鍵部件。在眾多移相技術(shù)中，采用變?nèi)荻O管作為反射式移相器的反射網(wǎng)絡(luò)特性阻抗調(diào)整元件的移相技術(shù)具有結(jié)構(gòu)簡單、Q值高、尺寸小、成本低等優(yōu)點［2］。

本文以超線性大功率直放站功放為應(yīng)用背景，利用ADS 設(shè)計仿真成功了一種數(shù)控移相器，并制作微帶電路板進性測試實驗，現(xiàn)已應(yīng)用于功放整機中，測試結(jié)果各項指標滿足系統(tǒng)需求，整機測試中對180 W 四載波信號的交調(diào)抑制達到了－70 dBc。

1 變?nèi)荻O管反射型移相器原理［3－4］

典型的變?nèi)荻O管反射式移相器結(jié)構(gòu)如圖1所示，3 dB 耦合器中端口1為輸入端，端口2為直通端，端口3為耦合端，端口4為隔離端。信號由端口1 輸入平分至端口2 與端口3，兩路信號被變?nèi)荻O管反射網(wǎng)絡(luò)反射，返回端口1 的兩路信號由于等幅反相完全抵消，而到達端口4 的信號則同相疊加輸出。端口2 與端口3 之間的電抗的相位特征由變?nèi)荻O管電容決定，在理論上變?nèi)荻O管的容值由0 變化至無窮大可以產(chǎn)生0 到180°的相位變化［6］，如果在反射網(wǎng)絡(luò)中加入其他電抗元件，如電感等可以提升相移量但是相應(yīng)會使得移相器的線性度等參數(shù)變差。

圖1 變?nèi)荻O管反射式移相器原理圖

接下來對變?nèi)荻O管特性進行分析，如圖2，變?nèi)荻O管的等效電路可由可變結(jié)電容CJ，結(jié)二極管D，串聯(lián)結(jié)電阻RS，串聯(lián)電感LS，并聯(lián)電容CP組成［7］。

圖2 變?nèi)荻O管的簡單等效電路

其中串聯(lián)電阻RS不對相移產(chǎn)生影響，而并聯(lián)電容CP可以并入結(jié)電容，設(shè)終端負載阻抗為ZL=RS+jX，可得反射系數(shù)為:

式中X為表征容抗與感抗特性的阻抗虛部，X=ωL－1/ωC。將上式進行歸一化處理，令rs=Rs/Z0為系統(tǒng)的歸一化電阻，x=X0/Z0為系統(tǒng)的歸一化電抗。將串聯(lián)電阻Rs忽略，則rs=0，|Γ|近似為1，則可得反射相位θ為:

由上式可以看出移相器的相移量只和負載阻抗的虛部相關(guān)，即只和負載的電容電感特性相關(guān)，由于電感是由封裝的引線電感決定且為常數(shù)，因此反射相位由變?nèi)荻O管的電容大小決定［8］，其中移相器的最大相移量決定于電抗的變化量ΔX:

上式中M=Cmax/Cmin，即變?nèi)荻O管的變?nèi)荼?，由變?nèi)莨鼙旧砦锢硖匦运鶝Q定。

2 移相器的十位數(shù)字控制實現(xiàn)

由于整個前饋系統(tǒng)本身控制環(huán)路較多，控制變量多達二十幾個，所以需要有主控進行統(tǒng)一的變量控制與算法實現(xiàn)等功能，為了實現(xiàn)單片機與各個控制模塊的連接，就需要有與ARM7 單片機有合適的數(shù)模轉(zhuǎn)換接口。為了實現(xiàn)移相器的十位精度的數(shù)字控制我們選用了INTERSIL 公司的數(shù)控電位器X9119 作為DA 轉(zhuǎn)換器，此芯片通過IIC 協(xié)議與單片機通信，可以轉(zhuǎn)換數(shù)字信號到模擬信號從而達到實現(xiàn)移相器的數(shù)字控制功能。如圖3，一路信號通過DA 轉(zhuǎn)換控制移相器2 與衰減器2，而衰減器1 與衰減器2 是通過電位器手動調(diào)節(jié)，用來確定數(shù)控部分合適的工作點。這種手動調(diào)節(jié)與數(shù)控調(diào)節(jié)串聯(lián)的模式可以提高系統(tǒng)的調(diào)節(jié)范圍，保證數(shù)控部分有足夠的調(diào)節(jié)空間，而且可以通過單片機內(nèi)部控制算法彌補移相器部分損耗不一致帶來的信號畸變等問題。

圖3 移相器在前饋系統(tǒng)中的應(yīng)用

3 移相器的ADS 仿真設(shè)計［9－10］

根據(jù)系統(tǒng)需求，我們需要設(shè)計一個控制電壓在0～5 V 時相移量在120°以上的壓控移相器，而且由于前饋系統(tǒng)對信號幅度的敏感性，要求在調(diào)相過程中幅度變化小于±1 dB。結(jié)合移相器設(shè)計指標，我們選用了成本較低，結(jié)構(gòu)簡單的反射式變?nèi)荻O管移相器，變?nèi)荻O管選用了Skyworks 公司的SMV1245，在反射網(wǎng)絡(luò)中兩個耦合器端口各連接兩個變?nèi)荻O管，這兩個通過偏置網(wǎng)絡(luò)連接的變?nèi)荻O管可以提升整個反射網(wǎng)絡(luò)的的變?nèi)荼?。采用的仿真步驟是先由廠商器件手冊提供的模型進行變?nèi)荻O管建模，與器件手冊對比進行模型驗證，然后采用該變?nèi)荻O管模型進行原理圖優(yōu)化仿真。

3.1 變?nèi)荻O管的建模仿真［11］

如圖4，根據(jù)廠家器件手冊里提供的SPICE模型我們在ADS 軟件中建立變?nèi)荻O管的模型并進行電抗參數(shù)仿真，然后將電抗參數(shù)代入公式可得器件的電容值，進而得到變?nèi)荻O管的C－V 曲線。

圖4 變?nèi)荻O管模型

如圖5，變?nèi)荻O管仿真結(jié)果與器件手冊典型值對比圖，可以看出仿真所得曲線與器件手冊上基本吻合，低偏壓狀態(tài)下仿真曲線比器件手冊區(qū)間相比略高，而在中等偏壓下仿真曲線比器件手冊所給出的典型值相比較偏低，在高偏壓下兩者逐漸重合，仿真曲線與器件手冊的給出的典型值差距在4%以內(nèi)，由于器件手冊提供的值也只是參考的典型值，這一誤差在可接受范圍內(nèi)。

圖5 變?nèi)荻O管仿真與手冊典型值對比

變?nèi)荻O管的結(jié)電容主要取決于勢壘寬度W，外加的反向偏壓可以改變勢壘寬度從而達到調(diào)節(jié)結(jié)電容的目的，但是變?nèi)荻O管對外射頻加信號的頻率變化也較敏感，在截至頻率范圍內(nèi)，隨著頻率的升高，變?nèi)荻壒艿腝值變小，串聯(lián)電阻Rs變大［12］。變?nèi)荻O管電容在100 MHz～900 MHz 范圍內(nèi)的變化情況如圖6，我們通過改變ADS 中的頻率參數(shù)進行多次仿真，可見變?nèi)荻O管低電壓下的電容值會隨著頻率的升高而升高，而高電壓下各頻率電容值差異不大。

圖6 100 MHz～900 MHz 變?nèi)荻O管電容變化仿真結(jié)果

3.2 移相器部分的仿真設(shè)計

如圖7，使用ADS 建立移相器部分的電路圖，電容C1、C2起隔直作用，C3、C4為去耦電容，C5、L1分別隔絕直流信號與射頻信號相互的影響。R4、R5、R6、R7為偏置網(wǎng)絡(luò)，D1、D2、D3、D4為變?nèi)莨苣Ｐ?，每一個端口使用兩個變?nèi)荻壒芤蕴嵘內(nèi)荼龋姌騂ybird90損耗參數(shù)采用器件手冊給出的參考值。

移相器部分電路由ADS 進行S 參數(shù)仿真，得到仿真結(jié)果S21相頻特性見圖8，可以看出移相器在960 MHz 的GSM 下行通道頻段內(nèi)可以實現(xiàn)0～153°的相移量，在控制電壓0～5 V，相移量隨電壓而增加，趨勢為單調(diào)遞增，曲線存在一定非線性影響。

圖7 移相器ADS 原理圖

圖8 移相器控制電壓與移相角度仿真結(jié)果

移相器部分電路的傳輸特性與端口反射特性仿真如圖9所示，可以看到移相器的傳輸損耗小于－1.06 dB，調(diào)節(jié)范圍內(nèi)傳輸損耗平坦度為±0.1 dB，通帶內(nèi)傳輸特性隨電壓變化幅度仿真結(jié)果達到預(yù)期水平。S11、S22兩反射曲線基本重合，雙端口的反射系數(shù)均小于－22 dB，端口反射比較小，即電壓駐波比足夠小，滿足項目指標要求。

圖9 移相器反射特性、傳輸特性仿真結(jié)果

4 數(shù)控移相器的實現(xiàn)與測試

4.1 數(shù)控移相器的電路實現(xiàn)

在實際電路中，移相器部分我們采用Anaren 公司的3 dB 耦合器XC0900P－03和Skyworks 公司的變?nèi)荻O管SMV1245－011 制作微帶電路，數(shù)控部分采用NXP 公司的ARM7 核心的LPC2132 作為主控芯片，使用INTERSIL 公司的十位數(shù)字電位器X9119外接5 V 電壓作為十位DA 轉(zhuǎn)換器。

如圖10，微帶電路板使用F4(聚四氟乙烯)高頻低損耗材料為基板，雙面布板，底面全部為均勻地參考面，雙面阻焊，板材介電常數(shù)3.5，厚度0.8 mm，銅箔厚度為0.037 5 mm。通過ADS 自帶的線寬計算軟件仿真可得在此基板參數(shù)和中心頻率下的50Ω 微帶線的寬度取W=2.0 mm，最后結(jié)合廠家根據(jù)板材與側(cè)向腐蝕經(jīng)驗值結(jié)合實際測試，線寬加寬0.2 mm，最終微帶線寬度設(shè)計為2.2 mm。

圖10 微帶電路版圖與實物圖

4.2 數(shù)控移相器的測試

移相器的最主要技術(shù)指標為其移相能力，本文使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀在移相器的工作頻率930 MHz與960 MHz 分別進行幅頻特性與相頻特性分析，經(jīng)過處理后得到測試結(jié)果見表1。

表1 930 MHz 與960 MHz 移相器的測試結(jié)果

續(xù)表1

圖11 移相器實測移相特性圖、損耗特性圖

將上表繪圖得到圖11，通過如圖所示測試結(jié)果可以看到該移相器達到了我們所需求的相移結(jié)果，整體性能較之ADS 仿真結(jié)果有一定程度惡化，在0～5 V 的整個電壓范圍內(nèi)，可以實現(xiàn)0～148°的數(shù)控相移，整個相移曲線相位隨著控制電壓的升高呈遞增趨勢，線性度方面稍差，在控制電壓范圍中部相位變化速度較快，在兩端相位變化較慢。930 MHz 與960 MHz 的移相結(jié)果稍有不同，在帶寬上下限測得的移相差距平均為0.6°，最大差值為1.3°，整體插入損耗小于－2.3 dB，損耗平坦度±0.7 dB。

4.3 誤差來源與對系統(tǒng)的影響

在實際電路中移相器和仿真結(jié)果相比在線性度與移相準確度方面有一定的劣化，在移相線性度方面稍差的原因可能由于微帶線加工與匹配過程中存在的加工誤差，器件誤差與部分器件的非線性特征造成。在移相誤差方面，930 MHz 與960 MHz 的實測移相差值平均為0.6°，造成這種現(xiàn)象的原因是由于在不同頻率下，變?nèi)荻O管的結(jié)電容會發(fā)生變化(如圖6)［13］，其他的元器件、微帶線的傳輸特性在不同頻率下也有少許差異最終使得移相精度略有誤差。

在實際工程應(yīng)用中，針對上述移相器的特點，系統(tǒng)對移相器做了軟件補償，且由于該移相器在前饋控制系統(tǒng)中處于反饋調(diào)節(jié)的部分，移相器的線性度問題與移相誤差問題對整個前饋系統(tǒng)的控制精度不造成顯著影響，而這些誤差在設(shè)計中，由于單片機PID 算法本身對控制對象所有非線性特征的補償，調(diào)節(jié)部分針對非線性特征做了合理的補償。

5 結(jié)論

本文設(shè)計并實現(xiàn)了一種低成本的十位的數(shù)控移相器，實際測試結(jié)果與仿真結(jié)果基本符合，性能略有惡化。由于上述移相器處于前饋控制系統(tǒng)中處于反饋調(diào)節(jié)部分，線性誤差與可接受的移相誤差對整個前饋系統(tǒng)的控制精度不造成太大性能影響，且設(shè)計中在單片機PID 調(diào)節(jié)部分針對移相器的非線性特征做了合理的補償，這使得在實際使用中整個前饋系統(tǒng)在四載波180 W 功率下達到了－70 dBc 的交調(diào)抑制，數(shù)控移相器的性能得到了切實的驗證。

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